UCC3858的设计特点、引脚功能与电气参数

FBL（9脚）：频率折反电平选择。在频率折反开始时，选择电压误差放大器的输出电平。关闭芯片工作可通过让“FBL”折反电平脚低于05V来实现。

FBM（11脚）：最小频率基准值。用一只电阻器接在该脚与VREF端之间，即可在折反模式期间设置最小的频率值。一旦确定了RT和CT的数值，就可用下式来求出RFBM的数值：

RFBM=〔0.857/(CT·fmin)－RT〕

该电阻将把最小折反频率调节到fmin。该脚也合并了一种让折反无效的功能：当负载变化阻滞时，它能使该部分电路快速回复到正常的工作状态。在折反无效模式时，会迫使该脚低于15V，此时集电极开路。

GND（16脚）：接地端。所有的电压测量都是相对于地线（零电平）为准。VDD和VREF应选用一只01μF或较大的陶瓷电容器直接对地旁路。另外定时电容器的放电电流也返回该脚，所以由CT接地的引线应尽可能短并走直线。

IAC（1脚）：输入交流电流。该脚输入到模拟乘法器的是一个电流信号。乘法器设计的使该电流输入（IIAC）到MOUT（输出端）的失真很小。还需要一些对地旁路的噪声滤波电容（470pF）。

MOUT（3脚）：乘法器输出端。模拟乘法器的输出端和电流放大器的同相输入端被一起接到该MOUT脚。因乘法器的输出是电流信号，该脚具有高阻抗输入，所以放大器可构成一个差分放大器以抑制地线噪声。该脚电压也用于实现峰值电流限制。

OUT（15脚）：栅极驱动输出端。PWM的输出是一个图腾柱式MOSFET栅极驱动器。建议栅极串联电阻器（最小5Ω），以防止栅极阻抗与输出驱动器之间的相互影响，它可能引起栅极驱动的极度过冲。

RT（13脚）：振荡器的定时电阻器。从RT接地的电阻器用于确定振荡器的放电电流。

SYNC（10脚）：振荡器的同步输入端。在DC/DC变换级让PFC同步于一后沿调制器。同步脉冲产生于顺向调节器的正极性输出沿，并施加在该脚。IC内部时钟被复位在该同步输入的上升沿（充电升高时）。

VA玻7脚）：电压放大器的反相输入端。通常该脚经一个分压器网络接到Boost变换器的输出端。该脚也是过压比较器的输入，如果该脚的电压超过315V，那么比较器的输出则被终止。

VAO（8脚）：电压放大器的输出端。跨导放大器的输出可调节输出电压。电压放大器的输出在IC内部被限制在约6V，以限制功率。它也被用于确定频率折反模式。补偿网络由该脚接地。

VDD（14脚）：正极性电源电压。在正常工作时的电压值为13V～17V，它接到一个稳压电源（最小提供20mA）。将VDD直接对地旁路，以便吸收电源电流尖峰，它是在对外部MOSFET栅极电容充电时所需要的。为了防止不恰当的栅极驱动信号，只有当VVDD超过较高的欠压闭锁门限电压并维持高于较低的门限电平，输出器件才能输出信号。

VREF（4脚）：基准参考电压端。VREF是一个精密的75V电压基准输出端。该输出能提供10mA给周围的电路，并由内部限制短路电流。当VVDD过低时，将使VREF无效，并维持在0V。为了最佳的稳定性，用一只01μF或较大的陶瓷电容器将VREF对地旁路。

4UCC3858的应用与电路分析

UCC3858的典型外围应用电路如图3所示。它设计在低的适中功率应用场合时，使功率因数校正Boost变换器的性能达到最优化，特别是在轻负载时的效率高是关键性的。而UCC3858的基本电路结构，仍类似于工业标准的UC3854系列控制器，但增加了几个不同的特性。

图3所示的典型应用电路表明了怎样用顺向变换器来获得最佳性能。

（1）芯片的偏置电源和起动

采用Unitrode的BCDMOS工艺来制作UCC3858是为了实现最小的电源起动电流（典型值60μA）和电源工作电流（典型值3.5mA）。这导致了有重要意义的较低功耗，可用小功率的充电电阻器来起动IC，增加了轻载时的系统效率。较低的电源电流，配合宽的欠压锁定滞后（1375V导通，10V截止），提供既有相同起动又有自馈电供电的工作时机，如图3所示。

（2）轻载时的振荡器和频率折反

UCC3858的振荡器可调节到与顺向变换器同步工作，也可作为一台单独的振荡器工作。振荡器的简化方框图和相关电路如图4所示，其有关的工作波形见图5。在SYNC同步脚的上升沿起动时钟周期，它是通过以额定的内部电流ICHnom=19·IDIS对CT脚充电来实现。

一旦穿越斜坡电压的高门限电平（45V），将设置内部锁定，并且CT脚开始按一个速率（IDIS=3/RT）放电，它由接RT脚的电阻器来调节。当没有同步脉冲时，CT一直放电到斜坡电压的低门限电平（10V），并调节振荡器的自由振荡频率，它由式（1）给出。在作同步的应用中，RT与CT数值选择，应使其自由振荡频率始终低于同步时的频率。f==0.814（1）

图3UCC3858的典型外围应用电路图（原图未做格式处理）

当VAO下降到低于由FBL设置的门限电平时，振荡器进入频率折反模式，并使同步失效。

通过减小振荡器的充电电流可完成频率的折反。如图4所示，通过VAO与FBL之差调节电流Icsub，它减去用于CT充电的电流。电容器的有效充电电流由（ICHnom－Icsub）给出。为了避免变换器工作在低频范围（例如音频），充电电流应不允许过分低。变换器的最小频率由流入FBM脚的电流Imin来调整，它设置最小的充电电流，设置所需最小频率的RFBM数值由下式得到：RFBM=(2)

图6示出频率折反特性曲线。当变换器出现低功率模式时，让时间恢复正常模式工作（即回到正常的或者同步的频率工作），它必须是最小值。在PFC电路中，所给的电压误差放大器的响应是很慢的，VAO脚的变化并非是负载条件变化的最佳指示器。UCC3858提供了一个解决途径：当FBM被拉低到小于15V时，正常模式能瞬时恢复。

一个典型的接口应包含顺向变换器（带有固有的缓冲和滤波）的误差放大器的输出端，以驱动一只NPN开关管，使FBM端被拉低到GND地电平（零值）。缓冲器和滤波器应保证开关管，仅在顺向变换器的误差放大器处于高度饱和状态时导通，作为预置的饱和持续时间则由负载增加而引起的输出电压下降来显示。当仍然利用UCC3858的其它特性时，FBM输入端也会永久地被拉低，使频率折反模式完全失效。如果让FBL脚低于05V，那么该脚也可以充当使芯片失效的输入端口。

图4振荡器框图（原图未做格式处理）

表2同步对Boost变换器电容器电流的影响

（3）减小电容器纹波的措施

对于DC/DC变换级采用Boost变换器的功率系统，使二个变换器同步是有好处的。除了诸如低噪音、稳定性好等一般优点外，固有的同步能够大大地减小Boost电路输出电容器上的纹波电流。图7说明了当图示PFCBoost变换器与简化的正向变换器输入联接在一起时，固有的同步效果。在单级开关期间，电容器的电流取决于开关管Q1和Q2的工作状态，如图8所示。

它可以看成是在两个变换器上维持常规的后沿调制的同步方案，电容器电流的脉动为最高值。当Q1截止与Q2导通的重迭段为最大值时，可最有效地消去纹波电流。实现这一目标的方法之一是使Boost二极管D1的导通与Q2的导通同步。这种处理方式意味着：Boost变换器是用前沿脉宽调制，而正向变换器却采用传统的后沿脉宽调制。为了充分发挥容易同下级变换器同步的优点，所以把UCC3858设计成一个前沿调制器，表2对由UCC3858使D1/Q2同步的电流ICBrms，与其它用于200W系统，且VBST=385V时，末端Q1和Q2同步导通时的电流ICBrms进行了比较。

表2说明了由于采用UCC3858促成的同步方案，Boost电容器的纹波电流在普通电网电压时可减小50％左右，而在高电网电压时可减小约30％。如果输出电容值的选择由脉动电流来确定，那么其容量可大大地减小，或者电容器的寿命得以增加。

用另一种同步方法达到相同的纹波降低也是有可能的。这种方法就是Q1的导通同步于Q2的截止。然而用这种方法减小几乎相同的纹波并维持在两个变换器上均为后沿调制，要实现同步是非常困难的，并且电路会变得对噪声敏感。

（4）基准参考信号（IMULT）的产生

像UC3854系列那样，UCC3858也有一个模拟计算单位（ACU），它为电流误差放大器产生一个基准电流信号。ACU的输入，是与电网电压的瞬时值，输入电压的RMS，以及电压误差放大器的输出成比例的信号。但不同于传统的RMS电压检测技术之处在于UCC3858使用了一种正在申请的专利技术，它简化了RMS电压发生器，并消除了由于原先技术引起的性能退化。采用图9中所示的新颖技术，消除了为产生VRMS所需要的外部双极点滤波器。

换句话说，IAC脚上的电流是被镜像的数值，它在半个周期之中用于对外部电容器CRMS进行充电。CRMS脚上的电压为积分的正弦波形，并由式（3）及式（4）得出：VCRMS=·（1－cosωt)(3)VCRMS(pk)=(4)

图5振荡器的工作波形