UCC3858的设计特点、引脚功能与电气参数

a)同步降压的DC/DCPWM振荡器定时波形

(b)频率折反模式

图6频率折反特性曲线

图7两级PFC电源的简化表示图

图8同步状态下的两种定时波形

当半个周期结束时，CRMS脚上的电压仍保持同步，并变换成一个4bit字节，以便在ACU中进一步处理。在下半个周期里，CRMS脚则进行放电，并准备积分。这一方法的优点是VRMS信号上的二次谐波脉动实际上已被消除了。若想用常规的双极点滤波器来限定衰减，则二次谐波脉动是无法避免的，并且在输入电流信号中还会引起三次谐波失真。另外，对电网输入变化的动态响应也有改进，因为每个周期都会产生一个新的VRMS信号。

在正常的工作条件下，IACpk数值在峰值电网电压时应选择为100μA。对于通用的265VAC输入电压峰

图9产生RMS信号的新颖电路（原图未做格式处理）

值时，这意味着RAC=3.6MΩ。IC的噪声灵敏度要求设置一个小容量的旁路电容器，以滤除高频噪声。该旁路电容器的数值应限制在最大330pF。在低电网电压峰值80VAC时，VCRMS的电压值应近似为10V，以使任何数字转换误差减至最小。在高电网电压时，VCRMS的峰值变为35V。需要的电容器CRMS的数值，可由式（4）计算得出：它在50Hz电网频率时为90nF，在60Hz电网频率时为75nF。

乘法器的输出电流可由式（5）给出，式中取K=0.33：IMULT=（5）

乘法器的峰值电流限制在200μA，并且选择的IAC和VCRMS数值应保证上述电流值在该范围之内。对乘法器的另一个限制是：IMULT不能超过两倍的IAC电流值，以限制VCRMS上的最小电压值。

RMS电压前馈的不连续性意味着在某个工作区域内输入电压变化时，馈送至乘法器的VRMS脚不发生变化。电压误差放大器补偿了由此改变的其输出值，以维持所需要的乘法器输出电流。当ADC的输出变化时，在误差放大器的输出端存在一个跃变。如果变换器处于轻负载状态，那么在折反频率处有一个合成的移相。然而这种变化的冲击，对变换器总体工作的影响却很小。

关于RMS电压方案的另一个关键考虑是，它依靠IAC信号的过零是有效的。在特轻负载和高电网电压条件下，如果在桥堆的整流侧使用大容量电容器作滤波用，则经整流的交流不会完全到达零值。在这种实例中，前馈效应不会发生，控制器的功能受到损失。

对于UCC3858，当出现过零检测时，IAC电流值应低于10μA。如图3所示，为了改善轻载运行建议电容值保持足够低，或者建议前馈电压直接从整流桥的交流输入侧获取。

（5）栅极驱动的考虑

UCC3858中的栅极驱动电路设计成高速功率开关驱动。它是由低阻抗的拉高和拉低DMOS输出级组成。当工作在高偏置电压时，为了保持DMOS输出级处在安全工作区内，建议采用外部栅极串联电阻把栅极驱动电流限制在05A峰值。请注意看图10的特性曲线，以确定所需的外部电阻。

（6）电流放大器的设置

设置乘法器首先是选择VRMS的范围。最大的乘法器输出是出现在低电网电压和满负载条件时。电感器的峰值电流也出现在同样的条件。乘法器的终端电阻器可用公式（6）来确定：RMULT=（6）

由UCC3858提供的峰值电流限制功能被集成在MOUT中。在MOUT上的信号通常维持在0V，因为在闭环工作状态下，（IMULT·RMULT）可消除流经检测电阻器的电压降。在短路或瞬态起动条件下，乘法器的电流不会完全消除RSENSE上的电压降，并且MOUT的电压降到低于0V。当MOUT降到低于－0.5V时，IC内部的峰值电流限制被激活。在任意工作点的峰值电流限制由公式（7）给出：ILIM=(7)

电流放大器可利用以前提出的技术进行补偿（见Unitrode产品手册“应用注意U134）。下面作个摘要m

图10需要串联的栅极电阻值与电源电压的函数关系

图11采用UCC3858组成的两级变换器使性能最佳（原图未做格式处理）

概述。电感器电流与占空比传递函数的简化高频模型可由公式（8）给出：Gid(s）=(8)

在关心的交叉点频率上，电流反馈路径的增益由式（9）给出：=RSENSE·(9)

式中VSE是斜坡电压幅度（峰卜逯担，在UCC3858是35V。综合式（8）和式（9），可得到电流环的回路增益，并且在期望的交叉点频率上使它等于1，于是可导出RZ的设计值。电流环路的交叉频率选择，采用常规的折衷方法。然而应使它保证在折反条件下的最小开关频率时，电流环能稳定工作。

（7）电压放大器的设置

UCC3858中的电压放大器是一种跨导型放大器，它允许在过压条件下对输出电压进行监测。放大器的增益可由相关的公式给出。