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基于0.18μm RF CMOS工艺的低相噪宽带LC VCO设计

作者:时间:2008-06-18来源:网络收藏

0 引言

压控振荡器()是射频集成电路(-ICs)中的关键模块之一。近年来随着无线通信技术的快速发展,射频收发机也有了新的发展趋势,即单个收发机要实现宽频率多标准的覆盖,例如用于移动数字电视接收的调谐器一般要实现T-DMB、DMB-T等多个标准,并能覆盖VHF、UHF和LBAND等多个频段。本文所介绍的采用如图1(a)所示的交叉耦合电感电容结构,相对于其他结构的来说该结构更加易于片上集成和实现低功耗,并且利用谐振回路的带通滤波特性,能获得更好的相位噪声性能。

采用TSMC的μm、5层金属的,所用无源器件全部片内集成,其中螺旋电感由第5层金属制成。由于该金属层较厚因而具有较低的寄生串联电阻,保证了螺旋电感具有足够高的Q值。该VCO用于覆盖VHF、UHF和LBAND三个频段的零中频结构接收机(ZERO-IFtuner)。实测结果表明,在1.8 V电源供电的情况下,仅消耗2.7 mA的电流,输出频率实现了在1.65~2.45 GHz的超宽范围内连续可调。在1.65 GHz工作频率下,20 kHz频偏处的相位噪声仅为-87.88 dBc/Hz,完全满足接收机的系统要求。

1 VCO设计

本设计的主要目标是要能覆盖800MHz以上的频率范围,中心频率在2 GHz,即覆盖1.6~2.4 GHz。在选择核心电路时采用了图1的拓扑结构,因为相对于其他能实现超宽频率覆盖范围的结构如环形振荡器或松弛振荡器,该结构简单高效,不仅易于片上集成,而且能实现更低的相位噪声。

1.1 谐振回路设计

VCO的频率调节范围与可变电容的容值调节范围直接相关。在控制电压的变化范围一定的情况下,一味地增大MOS可变电容的尺寸虽说可以提高Cmax与Gmin的比值,从而实现超宽频率覆盖范围。但这样会导致VCO的增益(KVCO)过高,从频率综合器设计的角度来说这是不可取的,它会使系统的相位噪声恶化。本设计采用开关电容阵列将目标频段划分成若干子频段,子频段内的连续调节则通过控制电压改变可变电容的容值来实现。这样一个较小的MOS可变电容就可以覆盖每个子频段,KVCO也控制在合理的范围之内了。

LC谐振回路主要由三部分构成:高Q值的片上螺旋电感、做在NWELL中的MOS可变电容以及一个提供频率粗调的开关控制的电容阵列,如图2(a)所示。注意C0为MIM电容,具有较高的Q值,因而不会使谐振回路的Q值恶化。6个开关分别控制以2的幂为权重的MIM电容是否接入谐振回路。当开关全部导通时,回路中接人了最多的电容,此时VCO振荡频率最低并具有最小的KVCO;当开关全部断开时,回路中接入了最少的电容,此时VCO振荡频率最高并具有最大的KVCO。VCO振荡频率由公式(1)决定。

式中,Cvar是可变电容的容值,Carray是接入回路的MIM电容容值,Cp是回路中寄生电容的容值。开关的通断仅仅提供了频率的粗调,即选择VCO工作在某一个子频段,而频率的细调是由MOS可变电容实现的。可变电容的尺寸根据公式(2)来选取。考虑到寄生电容的影响,为了保证相邻子频段的频率覆盖是连续的,在控制电压变化范围内可变电容的平均容值应为C0的2~3倍。

图2中电路还有两点需要注意。一是电阻R不能省略,R提供了开关到地的直流通路,如果省略该点电位将浮空,影响开关工作状态。R的阻值也不是越大越好,选取时应考虑版图面积的限制。二是控制开关实现时应选用允许的最小沟道尺寸,这样的好处是一方面能实现最小的导通电阻从而不会给回路带来过多的损耗,另一方面能把回路的寄生电容减小到最低程度从而提高了VCO的最大振荡频率。

1.2 核心电路设计

LC VCO的核心电路采用了互补的交叉耦合结构,如图1(a)所示。相对于非互补结构来说,这一结构的电流利用效率最高,因为PMOS和NMOS交叉耦合对共用了一路偏置电流提供能量,来补偿LC谐振回路的损耗。

作为交叉耦合对的MOS管M1~M4的宽长比主要由VCO起振条件决定。考虑图1(b)中LC VCO的简化模型,起振条件可由公式(3)来表示,其中gm为交叉耦合对的等效跨导,RT为LC谐振回路在振荡频率fosc处的等效阻抗,rL为螺旋电感的寄生电阻。

从公式(3)可以知道起振条件与振荡频率是密切相关的,最坏情况出现在最低振荡频率fosc,min处。为了留有足够裕量,实际设计时应按公式(4)来确定M1~M4的尺寸。

尾电流源采用了PMOS管,因为PMOS管具有更小的1/f噪声。M5漏极并联一个40 pF的大电容,一方面对电流源上的噪声有一定滤波作用,另一方面使得该点成为理想的交流虚地点,有利于改善振荡波形的对称性,从而提高VCO性能。

2 测试结果

VCO流片采用了TSMC先进的 μm 。图3是版图实现的截图,可以看到整个布局做到了严格对称。

测试主要采用了Agilent的E3631高精度电源和带测试功能的E4440频谱分析仪。图4是电容阵列的调档情况,每一短线对应一个子频段(子频段数为n),子频段内的频率覆盖通过改变加在可变电容上的控制电压Vctr1,Vctr2实现。图中可以看出在1.65~2.45 GHz范围内VCO实现了连续覆盖。另外需要注意的是由于图1中M1~M5引入的寄生电容使得电容阵列并不能按严格的二进制规律切换,因此在最高位切换时看到了一个明显的频率变化,但这并没有影响频率的连续覆盖。

除了宽频率覆盖范围以外,低相位噪声是另一重要的设计目标。图5和图6分别给出了在1.65 GHz和2.45 GHz载波频率处相位噪声的量测情况。低频段25kHz频偏处VCO低至-87.88 dBc/Hz。高频段时相噪性能略有降低,这是因为此时VCO增益最高,控制电压上的噪声通过MOS可变电容转换成相位噪声Nphase,使相噪性能恶化。

VCO由1.8V电源供电。表1列出了在核心电路耗电2.7 mA和3.6 mA两种情况下各性能指标的量测结果。

3 结论

采用互补型交叉耦合LC VCO作为核心电路,通过二进制MIM电容阵列和MOS可变电容分别对频率进行粗调和细调,再结合简单实用的相位噪声优化措施,本文所介绍的VCO在TSMC μm工艺下实现了极大的频率覆盖范围并具有良好的相噪性能,1.8 V电源供电时电流消耗可低至2.7 mA,完全能够胜任多标准通用调谐器苛刻的系统要求。



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