基于专用晶体管的非对称Doherty技术

　　通用对称Doherty放大器现已在蜂窝基站中广泛使用。

　　飞思卡尔半导体针对2.11GHz~2.17GHz频段的3G市场推出的方案是，提供包含两个专用LDMOS器件的芯片集，用于非对称Doherty拓扑。该放大器的目标是要实现56dBm的峰值功率，以便在放大器输出实现50W~60W的平均功率，并提供适当余量以使用当前的3G信号：峰均功率比(PAR)在6dB~7dB之间的两个WCDMA载频。

　　现有设计要与更高性能的放大器之间实现平滑过渡，必须采用下列设计选项：在载频和峰值器件之间应用1dB非对称电平，优化内部匹配网络来允许宽带放大器设计(是规定带宽的3倍)。此外，为提高视频带宽(VBW)，减少对存储器的影响，抑制调整和简化放大器设计人员的现场工作，专门设计了特定偏置电路，集成在晶体管中。

　　综合偏置法

　　AB类偏置电路是为了给RF晶体管栅极提供一个电压，以固定静电流(Idq)。为实现这一目的，必须在带RF晶体管的相同芯片上集成小型参考晶体管，并在其里面注入静电流刻度值。该参考的栅压复制到RF晶体管栅极。在参考和RF晶体管之间插入一个缓冲器，以视频频率提供很低的阻抗，从而抑制任何外部栅极解耦。缓冲器电压直接从RF晶体管(Vdd)的漏极中获取。此类配置提供理想的、非常快速的热补偿，这在外部是不能实现的。

　　图1所示为偏置电路的电气示意图。

　　图1 偏置电路电气示意图

　　在Doherty中，载流子(主)放大器使用AB类偏置，峰值(从)放大器将使用C类偏置。设置峰值偏置的常用方法是，评估AB类栅压，然后应用固定的电压增量来控制峰值开始出现的点。C类偏置由原来的AB类偏置电路演变而来，AB类设置通常在内部是固定的，Vdelta 是唯一可外部控制的。在这两个偏置电路中，可轻松发现它们还提供流程补偿，在生产中不需要任何调整。

　　载流子和峰化晶体管

　　载流子和峰化晶体管设计用于满足综合偏置电路的要求，同时允许宽频匹配和高阻抗。图2所示为一个载流子晶体管的内部示意图，其中活动芯片包括RF晶体管、偏置电路和输入预匹配元素。

　　图2 载流子(主)晶体管示意图

　　输入口添加了系列电容器，以便将栅压与外部控制电压隔开，从而允许使用常规的2引脚封装。输出预匹配基于一个2小区的网络，同时实现高阻抗和宽带功能。

　　峰值晶体管基于相同技术，只不过它采用C类偏置电路。预匹配单元只需略微修改，就能适应载流子和峰化器件(1dB)之间栅极外设的不同。峰值晶体管内部示意图如图3所示。

　　图3 峰值(从)晶体管示意图

　　与占用几乎相同硅面积的载流子芯片相比，峰值芯片由于利用Doherty操作中峰值晶体管功耗更低这一优势，因而密度更紧凑。因此，两个晶体管可采用相同的封装。以这两款晶体管为基础设计了单体放大器，并从RF和DC的角度验证了其性能。功耗为1dB时，载流子晶体管的功率为160W，而峰值晶体管的功率为200W。两个偏置电路的热补偿在AB类中几乎都非常理想(峰值晶体管用Vdelta=0V来测试)。值得注意的是，LDMOS晶体管里门限电压的热系数与电流有关。AB类和C类中需要应用不同的系数。

最终采用两个晶体管的Doherty放大器使用了Wilkinson输入分配器，该分配器当然是非对称的，而输出合成器是一个使用四分之一波长变压器(非对称电平为1dB)的常规设备。PCB材料是来自Taconic的RF35，其绝缘厚度是0.51mm(20mils)，足以满足业内当前使用的PCB的要求。

　　图4所示为载频放大器拓扑图。

　　图4 载频放大器图

　　此处显示的简单栅极DC偏置网络包括一个1kΩ的串联电阻器，因为IC里集成了所有必须的低频解耦电容器。

　　CW测量结果

　　Doherty放大器测量首先在小信号下的CW中执行，在矢量网络分析器(VNA)上提供快速扫频。

　　图5所示为宽带响应曲线，允许对放大器进行“全面检查”。

　　图5 宽带S参数

　　该放大器采用AB类偏置，在1dB压缩点时可提供55dBm(315W)功率，3dB压缩点时提供56dBm(400W)功率。Doherty运行的优化策略现在变为调整峰值偏置，实现在55dBm功率时获得3dB压缩点。图6所示为整个UMTS频段的功率扫描结果。

　　图6 增益和漏极效率，CW功率扫描

　　Doherty的影响可从增益和效率曲线图上看到。注意，由于测试台限制，效率不能通过快速功率扫描测得，而需要通过纯CW信号测得，这正好可以解释曲线右侧末端缺失的原因(消耗的功率太高)。现在已经在各种温度上进行了测量，如图7所示，热补偿基本上比较理想。

　　图7 增益和输出电压，温度补偿结果

　　这证明集成偏置电路的功能能够满足AB类和C类操作的需求，并且能够让热系数适应这个偏置水平。

视频带宽对3G放大器很重要。为了使自适应预失真系统实现良好的线性，放大器需要正确放大调制信号，提供比应用的初始信号更宽的频带。事实上，放大器输入处出现的额外失真有望抵消输出生成的失真，频带超出初始频带数倍。设计的目标是支持带两个载频的WCDMA应用，间隔为5MHz，这意味着信号频率需要为10MHz左右，而VBW的目标是40MHz。如图8所示，在常规双音调测试中，共鸣的频率大约为60MHz。

　　图8 双音调测试，视频带宽

　　这一限制来自漏极馈线与晶体管内部电容器的共鸣(Cd以及匹配元素)。输入产生的影响无法观察。因为集成偏置的缘故(根据模拟所做的估算)，可以假定100MHz以上的频率产生影响。总之，当UMTS波段达到28V时，CW可实现下列性能：56dBm峰值功率，8dB时可从峰值功率中获得17dB增益，8dB时可从峰值功率中实现42%的效率，VBW=60MHz(共鸣)。

　　综合信号结果

　　评估的第二部分是复杂的信号测量。测试使用的信号是2个WCDMA载频，采用5MHz为间隔并进行削波，以使PAR=6.5dB。所有测量都是在2.14GHz频率时完成的，其中Vdd=28V，测试台上配置有数字自适应预失真器。该设备专用于提供关于Doherty线性化和可实现的最大性能的信息。

　　图9所示为数字预失真(DPD)之前和之后的邻信道功率(ACP)和输出平均功率之比。

　　图9 调制信号测试，2载频WCDMA ACP

　　可以看到，在功率高达49.5dBm时，线性化能够删除几乎所有失真。高于这个电平就不可能了。49.5dBm(90W)是放大器开始对信号进行削波的电平，这意味着此电平的输出峰值功率会上升为56dBm(49.5dBm+6.5dB)。 这与前面的CW测量有密切的关系。

　　还有一个非常有意思的现象，即线性化曲线在49.5dBm时出现明显的“拐弯”。这意味着，在信号饱和并发生削波之前，放大器不会生成难以消除的失真或对存储器造成较大的影响。为了对这些内容进行确认，对图10进行观察，会发现线性化后输出信号的PAR几乎是在50dBm时获得的，这也确认了放大器的饱和功率电平。