3．1～5．2 GHz超宽带可变增益低噪声放大器设计
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在图1中，M2为cascode结构的共栅级，可以消除miller效应的影响，同时降低输出回波损耗。M21M22和M23的宽长比之和为M1的宽长比，同时，M21与M31，M22与M23，M23与M33的尺寸相同，这样是为了保证在数字控制的过程中，流入M1的电流不变，使电路有良好的输入阻抗匹配性能。本文引用地址：https://www.eepw.com.cn/article/186267.htm
在小信号图中，gm2为M2管的跨导，gm3为M3的跨导，流入M1的电流为流入M2和M3的电流之和。可以得出：
gm1=gm2+gm3 (4)
第一级放大器的增益：Av=gm(R／RL)，其中gm为电路的整体跨导，RL为等效负载阻抗，R为从输出端看进去的电路的阻抗。通过小信号分析：
从式(5)看出，电路的跨导仅由M3的跨导决定，因而可以通过直接控制gm3来实现增益的可变。电路的增益为：
从式(6)中可以看出，控制管的变化也影响到了输出电阻，因此，为了实现特定的增益，需要适当的设定M3的宽长比。
本文设置了3个不同的增益，并且实现了5 dB的步长，通过G[210]来控制M3的跨导，详细增益列表如表1所示。
1．3 LNA噪声分析
对于一个级联系统，第一级电路的噪声性能对整个电路的噪声系数影响很大，因而主要分析第一级电路的噪声系数。通过优化电路参数、忽略电感的寄生电阻效应，本文的CG—LNA总的噪声因子可以近似表示为：
从式中可以看出，增大负载RL可以降低电路的噪声系数，但是过大的增加RL会减小电流，同为了保证恒定的跨导，需要增加管子的尺寸，同时，增加RL也会将第一级的输出电压降低。给定
，针对0．18μm下的MOSFET，假设ωT=2π*80 GHz，电阻的取值分别为Rs=50 Ω，RL=200 Ω。当频率从1 GHz增加到6 GHz时，根据式(7)计算所得的噪声系数为4．9～5．3 dB，这和仿真结果较为近似。
2 仿真结果与讨论
采用TSMC提供的0．18μm RF CMOS工艺进行模拟仿真。图4是LNA S21的仿真结果。在3．1～5．2 GHz的带宽内，LNA能够获得非常平坦的增益特性，共有3种增益模式：10．4 dB，4．9 dB，-1 dB，控制步长约为5 dB，带内增益波动小于0．5 dB。图5是LNA输入输出回波损耗(S11，S22)的仿真结果。S11和S22在整个频段内均小于-15 dB，匹配性能良好。图6是LNA IIP3的仿真结果。在输入信号为4 GHz时，IIP3为-0．5 dB。图7是LNA的噪声性能，在整个工作频段内的最低噪声为4．6 dB，噪声系数在高频段恶化的主要原因在于器件寄生的噪声性能会随频率升高而逐渐恶化，此外，由于电路设计时需要在各方面与噪声进行折中，所以适当的牺牲了噪声性能。
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