3．1～5．2 GHz超宽带可变增益低噪声放大器设计

忽略电感Ls的寄生电阻，由图2(b)可得出电路的输入阻抗为：

式中：gm为M1管的跨导；Cgs为M1的寄生电容。从式(1)中可以分析出，在频率较低时，(gm+sCgs)sLs1，Zin≈sLs，输入阻抗趋近于0，因此，在输入频率较低时的输入电阻由源级电感决定。在图2(a)中可以直观的看出，低频率时Ls近似的将M1的源端短接到地。当频率增加至GHz时，(gm+sCgs1)sLs>>1，，对于一般的MOS管而言，Cgs低于100fF，而gm在几十mS左右，本文所设计的LNA工作在3．1～5．2 GHz，gm远大于sCgs1，所以在所需频段内。因此为了将输入阻抗精确匹配到50 Ω，可以调整gm到20 ms。为了兼顾输入匹配性能和版图面积开销，Ls为10nH。
输出阻抗匹配：
如图1所示，在最大增益处(忽略M2和M3的寄生电容)，第一级的输出阻抗为：
Rout=(RL+sLD)∥(gm2ro1ro2) (2)
很显然，为了实现一定的增益值，Rout并一定为50 Ω，同时随着增益的变化Rout也跟着变化。为了保证在不同增益以及所需带宽内实现50 Ω的阻抗匹配，在输出级采用常用的源级跟随器结构，同时也提供了大的驱动能力。

可见，Rout不随频率的变化，通过适当调整可以实现输出阻抗匹配。
1．2 可编程增益控制技术
被接收信号很容易遭到多路衰减，为了保证接收机有恒定的信号输出，需要对接收机中的放大器模块(LNA，PGA)进行增益的控制。实现增益的可调一般采用两种办法：改变输入管的跨导，改变负载电阻。为了保证输入阻抗匹配，跨导必须为20 mS，所以改变输入跨导会造成输入阻抗匹配特性的衰减；如果改变输出电阻，必须在每个支路加一个电感来保证宽带内增益的平坦，这样就增加了额外的面积。因此，电路引入了current Steering结构通过3个数字信号控制流到负载电阻的电流，实现了增益的改变。