单相正弦脉宽调制逆变器的设计

正弦波电压u_a由函数发生器ICL8038产生。ICL8038引脚和具体的接法如图4所示。正弦波的频率由R₁，R₂和C来决定，f=，为了调试方便，我们将R₁及R₂都用可调电阻，R₂和R是用来调整正弦波失真度用的。在实验中我们测得当f=50Hz时，R₁＋R₂=9.7kΩ，其中C=0.22μF。正弦波信号产生后，一路经过精密全波整流，得到馒头波u_c，另一路经过比较器得到与正弦波同频率，同相位的方波u_b。u_c与1V基准经过加法器后得到u_d，u_d输入到SG3524-2的脚1，脚2与脚9相连，这样u_d和锯齿波将在SG3524-2内部的比较器进行比较产生SPWM波u_e。分相电路用一块二输入与门74LS08和一块单输入非门74LS05所组成。u_b和u_e加到分相电路后就可以得到驱动信号u_f和u_g，再将u_f和u_g加到MOS管驱动电路的光耦原边，就可以实现正弦脉宽调制。

图4 ICL8038用于正弦波信号发生

2.3 驱动电路设计

设计的驱动电路如图5所示，它由驱动脉冲放大和5V基准两部分组成。脉冲放大包括光耦V_o1，R₁和R₂，中间级的V_T1，推挽输出电路V_T2和V_T3，对高频干扰信号进行滤波的C₁；5V基准部分包括R₄，V_Z1和C₂，它既为MOS管提供－5V的偏置电压，又为输入光耦提供副边电源。其工作原理是：

1）当光耦原边有控制电路的驱动脉冲电流流过时，光耦导通，使V_T1基极电位迅速下降，V_T1截止，导致V_T2导通，V_T3截止，电源通过V_T2，栅极电阻R₅，使MOS管导通；

2）当光耦原边无控制电路的驱动脉冲电流流过时，光耦不导通，使V_T1基极电位上升，V_T1导通，导致V_T3导通，V_T2截止，MOS管栅极电荷通过V_T3，栅极电阻R₅迅速放电，－5V偏置电压使之可靠地关断；

3）电阻R₅和稳压管V_Z2，V_Z3用以保护MOS管栅极不被过高的正、反向电压所损坏；

4）光耦V_o1采用组合光敏管型光耦6N136，具有光敏二极管响应速度快，线性特性好，电流传输大的优点，能满足实验的要求。

图5 MOS管驱动电路原理图

2.4 过流保护电路

过流保护是利用SG3524的脚10加高电平封锁脉冲输出的功能。当脚10为高电平时，SG3524的脚11及脚14上输出的脉宽调制脉冲就会立即消失而成为零。过流信号取自电流互感器（对SG3524-1芯片串接在工频变压器的副边，对SG3524-2芯片串接在滤波电路前），经整流后得到电流信号加至如图6所示过流保护电路上。过流信号加至电压比较器LM339的同相端。当过流信号使同相端电平比反相端参考电平高时，比较器将输出高电平，则二极管D₂将从原来的反向偏置状态转变为正向导通，并把同相端电位提升为高电平，这一变化将使得电压比较器一直稳定输出高电平封锁脉冲，则Boost电路停止工作，在正常状态下，比较器输出零电平，不影响Boost电路工作。

图6 过流保护电路

2.5 反馈调压电路

反馈调压电路图如图7所示。当逆变器正常工作时，逆变器的输出信号接反馈变压器，其二次电压经整流，滤波，分压得到反馈电压u_o，显然，u_o的大小正比于逆变器的输出电压。调节W₁可调节负反馈电压的大小，从而调节逆变器输出电压的幅值。u_o控制信号被送到SG3524-1芯片的误差放大器的反相端脚1。误差放大器的同相端脚2接参考电平。这样，SG3524的输出脉冲的占空比就受到反馈信号的控制。调节过程是这样的，当逆变器输出因突加负载而降低时，它会使加在SG3524-1的脚1的输入反馈电压下降，这会导致SG3524-1输出脉冲占空比增加，从而使得Boost电路输出电压升高，逆变桥的直流电压升高，逆变器输出交流电压升高。反之亦然。可见，正是通过SG3524-1的脉宽调制组件的控制作用，实现了整个逆变器的输出自动稳压调节功能。

图7 反馈调压电路

3 逆变器的实验结果

按本设计的SPWM逆变器方案试制了样机，其额定输出功率为300W，滤波器参数取L=0.7mH，C=5μF，滤波效果较好，样机的输出电压如图8所示。从直观看，电压波形正弦度较好（因条件所限，尚未测试THD）。用此样机带负载运行，效果较好。实验表明，本文提出的系统方案是切实可行的，可以用在铁路、冶金等大功率非线性用电设备附近，作为对电网输入电压要求较高的一类负载（如检修、测试设备）的电源。另外，为了满足客户的要求，本电路还可以提供60Hz/110V的正弦电源。

图8 输出电压波形