同步整流技术及其在DC/DC变换器中的应用

（b）UIN=48V

（c）UIN=36V

图4 3种磁复位波形

图4（a）给出了当输入电压为72V时的漏极电压波形。在输出整流管上并联2.2nF的复位电容，可满足满载情况下的需要。初级绕组上的箝位电容取47pF。图中的T表示开关周期，D为占空比，tON=DT为DPA－Switch的导通时间。在tON时间段，高频变压器的正向磁通量增大，漏极电压达到最小值。在tRZ时间段高频变压器被复位，储存在高频变压器中的全部能量接近于零，漏极电压达到最大值。在tRN时间段，高频变压器的负向磁通量增大，此时复位电容和箝位电容向变压器电感放电。在tVO时间段内磁通量保持为负值，此时高频变压器初级绕组的电压为零，这是因为漏极电压与输入电压大小相等（都是72V）而极性相反，互相抵消了。在tVO时间段，负向磁感应电流通过次级绕组。

图4（b）给出了当直流输入电压为48V时的漏极电压波形。随着输入电压的降低，占空比开始增大。在tRZ及tRN时间段内的情况与输入电压为72V时的情况相同，但在tVO时间段高频变压器中的能量接近于零。

图4（c）给出了当输入电压为36V时占空比进一步增大的情况。由于漏极电压在tRZ阶段达到峰值，所以高频变压器的磁通量已复位到零。当DPA－Switch开启时它的漏极电压在负向磁通区域内。在正常工作情况下漏极电压的峰值应低于150V。这个漏极峰值电压是由漏感和电感复位时所提供的。

2.3 箝位电路

当功率MOSFET由导通变成截止时，在开关电源的一次绕组上就会产生尖峰电压和感应电压。其中的尖峰电压是由高频变压器漏感（即漏磁产生的自感）而形成的，它与直流高压UI和感应电压UOR叠加后很容易损坏MOSFET。为此，必须增加箝位保护电路，对尖峰电压进行箝位或吸收。箝位电路分无源箝位、有源箝位两种。无源箝位电路主要有以下4种设计方案：

1）利用瞬态电压抑制器（TVS）和超快恢复二极管（SRD）组成的箝位电路；

2）利用阻容元件和超快恢复二极管组成的R、C、SRD箝位电路；

3）由阻容元件构成RC吸收电路；

4）由几只高压稳压管串联而成的箝位电路，专门对漏－源电压uDS进行箝位。

上述方案中以1）的保护效果最佳，能充分发挥TVS响应速度极快、可承受瞬态高能量脉冲之优点，方案2）次之。鉴于压敏电阻器（VSR）的标称击穿电压值（U1mA）离散性较大，响应速度也比TVS慢很多，在开关电源中一般不用它构成漏极箝位保护电路。

有源箝位DC／DC变换器的电路如图5所示。因电路中使用了有源器件MOSFET（V4）做箝位管，故称之为有源箝位电路。CC为箝位电容，V3为主功率开关管。由图5可知，当V4导通时因uGS3=0而使V3关断。当V4关断时uGS3使V3导通，就对由变压器漏感产生的尖峰电压起到了箝位作用。

图5 有源钳位DC／DC变换器的电路

3 16.5W同步整流式DC／DC电源变换器的设计

下面介绍一种正激、隔离式16.5WDC／DC电源变换器，它采用DPA－Switch系列单片开关式稳压器DPA424R，直流输入电压范围是36～75V，输出电压为3.3V，输出电流为5A，输出功率为16.5W。采用400kHz同步整流技术，大大降低了整流器的损耗。当直流输入电压为48V时，电源效率η=87％。变换器具有完善的保护功能，包括过电压／欠电压保护，输出过载保护，开环故障检测，过热保护，自动重启动功能、能限制峰值电流和峰值电压以避免输出过冲。

由DPA424R构成的16.5W同步整流式DC／DC电源变换器的电路如图6所示。与分立元器件构成的电源变换器相比，可大大简化电路设计。由C1、L1和C2构成输入端的电磁干扰（EMI）滤波器，可滤除由电网引入的电磁干扰。R1用来设定欠电压值（UUV）及过电压值（UOV），取R1=619kΩ时，UUV=619kΩ×50μA＋2.35V=33.3V，UOV=619kΩ×135μA＋2.5V=86.0V。当输入电压过高时R1还能线性地减小最大占空比，防止磁饱和。R3为极限电流设定电阻，取R3=11.1kΩ时，所设定的漏极极限电流I′LIMIT=0.6ILIMIT=0.6×2.50A=1.5A。电路中的稳压管VDZ1（SMBJ150）对漏极电压起箝位作用，能确保高频变压器磁复位。

图6 16.5W同步整流式DC／DC电源变换器的电路