基于单端正激模型的双向DC-DC变换器研究
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阶段2(反向放电)：续流管关断、整流管导通。电感L将储存的磁能转化为电能与蓄电池一起向输入侧放电，电流流向如图4(b)所示。
图4 能量反向流动时的电路工作状态：
(a)续流;(b)负载向电源放电
经过上面分析，当主开关管Q1导通时，假定变压器次级电压为U2，则流过电感L的电流iL线性增加，可以表示为：
(1)
当主开关管Q1关断时，续流管(或其体二极管)导通时，忽略正向管压降，则电感L上的电压等于等于输出电压Uo，电感L中的电流按下式衰减：
(2)
可见电感L的大小只是影响到diL/dt，即只影响到电感电流的峰—峰值，电感电流的平均值应与输出电流Io相等。
(3)
当输入电压及占空比固定时，输出电压与负载电流Io无关。
4 参数设计
综合电源体积、系统效率、控制精度、器件耐压等诸多因素的考虑[6-7]，选取的工作频率f=50kHz，最大占空比Dmax=0.45。
双向DC-DC变换器设计要求：输入电压Ui=48V;输出电压Uo=12V;输出电流Io=30A;输出电压纹Vpp200mV;输出滤波电感电流纹波Ipp400mA;变换效率η>80%。
4.1 高频变压器
变换器输出功率：
Po=12×30=360W (4)
根据变换器输出电压与输入电压的关系，考虑到二极管的正向压降和绕组的压降，假定输出电流为30A时压降之和为+20%，则输出为12V的绕组直流电压为Uo=12×(1+20%)=14.4V。
(5)
选用软磁铁氧体R2KBD—EI40型号，饱和磁芯Bs=5100Gs，取磁感应强度变化量为3300Gs，有效截面积Sc=1.2cm2，窗口面积Q=1.76 cm2，所以SQ=2.112cm4。取效率η=90%，磁芯铁的填充系数Kc=1，磁芯铜的填充系数为Ku=0.4，电流密度j=500A/cm2，则
6)
说明该磁芯有一定的余量。
高频变压器原边绕组匝数：
(7)
则变压器副边绕组匝数N2=16/1.5=10.6，取N2=11匝。
对变压器复位绕组进行计算，首先根据变压器伏妙积平衡的原则计算复位电压：
Ur= Uin tonmax/ tffmin=48×0.45/0.55 39.27 (8)
然后可求得负责变压器原边磁通复位的第三绕组匝数N3为：
N3=U1×N1/ Ur 48×13/39.27 16匝
变压器原副边电流有效值分别为I2=30A，I1=(N2/N1)×I2=20.6A，I3=I1=20.6A。选取j=500A/cm2，线径为1.6mm的导线、有效截面积为2mm2的铜导线，原副边导线截面积为S1=0.0412cm2、S2=0.06cm2、S3=0.0412cm2，N1并绕根数为S1/ Sc=2.06，取2根，N2并绕根数为S2/ Sc=3，取3根，同样N3并绕根数为2根。则窗口利用系数：
(10)
说明绕组能够绕下，变压器共3个绕组，为了减小其漏感，可采取并绕的方式绕制。
4.2 输出滤波电感
计算输出滤波电感的电感量，应首先确定流经电感的电流ΔIL的大小。从电感线圈的外形尺寸、成本、过度响应等方面考虑，根据设计要求，为更好地抑制输出电流中的纹波含量，ΔIL取0.4A，约占输出电流的5%，则输出滤波电感大小为：
Lf=[U2min-(Uo+Uf)]/DIL□ton max (11)
U2min=(Uo+Uf)]T/ton max (12)
其中：Uf为变压器二次侧管压降与输出滤波电感电压降的总和，在此取Uf为输出电压的10%，则
U2min=(Uo+Uf)]T/ton max (13)
Lf=396μF (14)
根据实际情形选取Lf为650μH。
4.3 输出滤波电容
输出电容的大小主要是由输出纹波电压抑制为几mV而确定的，也就是由ΔIL以及输出电容的等效串联电阻ESR确定。在此输出纹波电压取为0.2V。其等效串联电阻ESR为：
ESR=DUr/DIL=0.2/0.4=0.5Ws (15)
取输出滤波电容大小为200μF/25V的无极性CBB电容。
4.4 功率开关管
根据前面对变换器工作过程的分析可以知道，在开关管关断时，其上承受的电压最大：
(16)
(17)
考虑到磁化电流和纹波电流的斜率，Ic应有10%的裕量，即为21.725A。为了可靠性及在调整电感量大小时有可能失控，实际选择时应为此电流值的两倍。故可选择摩托罗拉公司的MUR5020快恢复二极管，其工作正向平均电流为50A，反向电压为200V，功率开关管选择IR公司的IRF540MOSFET。
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