基于TMS320F2802的实施并网微型太阳能逆变器设计

2.2 辅助电源设计
在微型太阳能逆变器中，我们需要可以向A/D采样电路、驱动电路、MCU控制器等输出多电压的辅助电源。另一方面，这种辅助电源必须完全隔离于一次侧到二次侧。

因此，我们选择LM34927芯片；这种芯片具有如下特点：
9到100V的宽输入范围
低成本，集成100V、高低侧开关
恒定导通时间（COT）控制方案无需环路补偿，并具有优异的瞬态响应。
充分保护功能，包括可调节UVLO。

图9显示了LM34927的典型应用原理图。从该原理图，我们知道，LM34927的一次侧为一个降压电路，而二次侧为一个反激拓扑，用于实现隔离。

图9 LM34927典型应用原理图

2.3 作为隔离式前端转换器设计的有源钳位反激
2.3.1 有源钳位反激式转换器概述

图10显示了基础反激拓扑内有源钳位电路的组合情况。图中，反激式变压器被一个等效电路模型代替，其表现出磁化和漏电感（Lr表示除外部电感外一次侧反映的总变压器漏电感）。

开关Q1和Q2与其相关体二极管一起出现。Cr表示两个开关的寄生电容的并联电容。与Lr谐振的这种器件电容，实现了Q1的零电压开关（ZVS）。

利用有源钳位电路，晶体管关闭电压尖峰受到控制，变压器漏电得到回收，并且主开关（Q1）和辅助开关（Q2）的ZVS都成为可能。

这些优点的代价是，需要更多的功率级组件以及更高的控制电路复杂度（两个开关对一个开关）。

为了描述这种电路的工作情况，我们假设：
理想开关组件
磁化电流始终为非零且为正。
Lr（包括变压器漏电感）小于变压器磁化电感Lm（通常为Lm的5%到10%）
Lr中存储充足的电能，以完全对Cr放电，并开启Q1的体二极管。

图 10 有源钳位反激转换器的简化原理图

2.3.2 有源钳位反激设计零电压开关考虑
为了实现Q1的ZVS，Q2必须在谐振电感电流下降区间开启。否则，谐振电感电流反向（再次变为正），其对Cr再充电，并且失去ZVS（或者至少部分失去）。因此，Q2关闭和Q1开启之间的延迟时间对ZVS运行至关重要。最佳延迟值为Lr和Cr组成谐振时间的四分之一：

所以，最好是让停滞时间位于Q1关闭和Q2打开之间，小于Tdelay，以实现部分ZVS状态。

即使Lr中存储能量不足以完全对开关电容Cr完全放电，从而最小化Q1和Q2的潜在电压应力（并获得更高的转换器效率），我们必须小心地设计谐振电感Lr、谐振电容Cr和钳位电容Cc的参数。

2.3.2.1 谐振电感Lr设计
在确定Lm值以后，可对谐振电感进行设计。如前所述，我们假设其值为Lm的一小部分（通常为Lm的5%到10%）。

给定转换器工作点和Cr值时，要实现ZVS，Lr的大小必须足以完全对开关电容放电。

Lr设计很难，因为谐振电容电压（Vcr）为Lr值的函数，如下面方程式：

但是，在实际设计中，谐振电感电压相对较小（相对于Vin+NVo），并且可求解实现ZVS状态必需的Lr近似最小值：

在要求高输出电压的这种应用中，专门的输出整流器软开关特性比实现主开关ZVS要更为理想。

2.3.2.2 钳位电容器Cc设计
根据Lr设计，选择钳位电容的值。钳位电容器和谐振电感形成的谐振频率足够低，这样，当开关关闭时，电源开关便不会出现过多的谐振振铃。但是，使用过大的钳位电容值，并不会带来钳位性能的改善，并且代价是更大容量（同时也更加昂贵）的电容器。一种较好的折中方法是，选择一个电容器值，使钳位电容器和谐振电感形成的谐振时间的一半，超出Q1的最大关闭时间。因此：

其中，DHL表示最大输入电压工作，fs为Q1和Q2的工作开关频率。

电容器额定电压必须超出NVo，并且超出量为Lr的压降：

钳位电容器和谐振电感的谐振时间可通过下列方程式计算得到：


2.3.3 有源钳位反激的开环仿真
图11为这种有源钳位反激的开环仿真模型。下列值用于该仿真：输入电压Vin=36V，主MOSFET开关频率fs=65kHz，谐振电感Lr=0.5µH，谐振电容Cr=1nF，钳位电容Cc=10µF，主开关MOSFET的最大占空因数D=0.6，而负载Rload=100 Ω。