车载高频推挽DC-DC变换器设计方案（二）

3 开关变压器的设计

　　采用面积乘积（AP）法进行设计。对于推挽逆变工作开关电源，原边供电电压UI=24V，副边为全桥整流电路，期望输出电压UO=220V，输出电流IO=3A，开关频率fs=25kHz，初定变压器效率η=0.9，工作磁通密度Bw=0.3T.

　　（1）计算总视在功率PT.设反向快速恢复二极管FRD的压降：VDF=0.6*2=1.2V

　　4 推挽逆变的问题分析

　　4.1能量回馈

　　主电路导通期间，原边电流随时间而增加，导通时间由驱动电路决定。

　　图3 S1导通、S2关断时的等效电路

　　图3（a）为S1导通、S2关断时的等效电路，图中箭头为电流流向，从电源UI正极流出，经过S1 流入电源UI负极，即地，此时FWD1不导通；当S1关断时，S2未导通之前，由于原边能量的储存和漏电感的原因，S1的端电压将升高，并通过变压器耦合使得S2的端电压下降，此时与S2并联的能量恢复二极管 FWD2还未导通，电路中并没有电流流过，直到在变压器原边绕组上产生上正下负的感生电压。如图3（b）；FWD2导通，把反激能量反馈到电源中去，如图 3（c），箭头指向为能量回馈的方向。

4.2 各点波形分析

　　当某一PWN信号的下降沿来临时，其控制的开关元件关断，由于原边能量的储存和漏电感的原因，漏极产生冲击电压，大于2UI，因为加入了RC缓冲电路，使其最终稳定在2UI附近。如图4所示。

　　图4 RC缓冲电路波形图

　　当S1的PWN 信号下降沿来临，S1关断，漏极产生较高的冲击电压，并使得与S2并联的反馈能量二极管FWD2导通，形成能量回馈回路，此时S2漏极产生较高的冲击电流，见图5.

　　图5 S2漏极产生较高的冲击电流

　　5 实验与分析

　　实验结果表面，输出电压稳定在220V，纹波电压较小。最大输出功率能达到近600W，系统效率基本稳定在80%，达到预期效果。其中，由于IGBT效率损耗较大导致系统效率偏低，考虑如果采用损耗较小的MOSFET，系统效率会至少上升10%~15%.

　　注意事项：

　　（1） 变压器初级绕组在正、反两个方向激励时，由于相应的伏秒积不相等，会使磁芯的工作磁化曲线偏离原点，这一偏磁现象与开关管的选择有关，原因是开关管反向恢复时间的不同》 可导致伏秒积的不同。

　　（2）实验中，随着输入电压的微幅增高，系统损耗随之增大，主要原因是变压器磁芯产生较大的涡流损耗，系统效率有所下降。减小涡流损耗的措施主要有：减小感应电势，如采用铁粉芯材料；增加铁心的电阻率，如采用铁氧体材料；加长涡流所经的路径，如采用硅钢片或非晶带。

　　6 结论

　　推挽电路特别适用于低压大电流输入的中小功率场合，并利用AP法设计了一种高频推挽DC-DC变换器。实验结果表明本文的高频推挽变压器的设计方案达到了预期的效果，使输出电压稳定在220V并具有一定的输出硬度，效率达到80%，为现代汽车电源的发展提供了一定的发展空间。