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驱动LED串的DCM升压转换器简化分析-(实际考虑)

作者:ChristopheBasso AlainiLaprade时间:2013-12-12来源:电子产品世界

  本文的第1部分专门对驱动串的升压进行了理论分析。激发这项研究的是稳定汽车应用背光驱动器环路的需求。由于应用了脉宽调制()进行调光控制,环路控制就是一项会影响最终性能的重要设计考虑因素。第2部分介绍应用的方案,并将对比验证测量的频率响应与理论推导数值。

本文引用地址:http://www.eepw.com.cn/article/198516.htm

  调光控制系统电路图

  高亮度白光的模拟调光会产生色偏。数字调光控制是预防色偏的首选调光方法,因为发光强度将是平均流明强度。导通周期期间的LED电流幅值与调光比为独立互不影响。

  图1代表的是汽车应用LED调光控制系统,其在关闭模式下静态电流消耗低于10 µA。它采用安森美半导体的NCV887300[1] 1 MHz非同步升压,此器件以恒定频率不连续峰值电流模式工作。负载包含一串共10颗的串联Nichia NSSW157-AT[2]白光高亮度LED。相应的电路板如图2所示。

  为了方便分析,下面列出了NCV887300的关键参数:

  - VIN = 13.2 V时,静态电流 (Iq) < 6 µA (-40 °C < TJ < 125 °C) 。
  - EN/SYNC引脚:能够连接至外部TTL指令。引脚有双重功能,还支持振荡器同步至外部时钟
  - ISNS:升压晶体管电流感测限流阈值电压为400 mV;内部斜坡补偿为130 mV/µs。
  - VC:内部运算跨导放大器(OTA)补偿引脚。在封装引脚与放大器输出之间有一颗裸片级的542 W ESD中联保护电阻。典型跨导gm为1.2 mS。OTA提供100 µA汲电流/源电流能力。
  - VFB:LED 电流感测电阻R29根据约200 mV的内部参考电压来调节。

  图1所示LED PWM调光控制电路的设计目标及工作原理如下文所示。

  设计目标

  在6至18 V输入电压工作范围下,此电路在200 Hz PWM调光频率时能支持1000:1的PWM调光比,使得计算出的最小脉冲宽度为5 µs。工作频率为1 MHz的NCV887300能产生最少5个升压晶体管门脉冲,以维持提供给LED电流的输出电容电荷。需要不连续导电模式()升压拓扑结构来维持稳压,因为在每个门脉冲过后升压电感能量全部被释放。连续导电模式(CCM)拓扑结构会导致稳压性能较差,且带来不合要求的模拟调光,因为升压电感的能量增强惯性要求数个工作周期。

  输出漏电流损耗必须减至最低,以帮助维持深度调光工作期间的输出电容电荷。漏电流导致LED PWM关闭时间期间出现一些输出电压放电,反过来产生一些模拟调光,使PWM恢复导通时间时补偿网络出现显著误差。
  - 肖特基整流器遭受跟温度相关的大漏电流影响。为了将升压整流器漏电流减至最小,电路中选择了超快技术的升压整流器。
  - 陶瓷电容的漏电流比电解电容低得多,是首选的输出升压电容。
  - 输出过压监测电路电流消耗必须保持在最低值。利用接地之电阻分压器网络的监测电路是不适合的。此电路中选择了齐纳激发的过压检测电路,因为齐纳拐点(knee)电压比电池电压高得多,而漏电流极低。

  电路工作信息

  Q18阻断数字电流,用于PWM数字调光控制。当PWM指令为有源低电平时,D34将IC的VFB反馈控制电压钳位至低于稳压点的值,并阻断升压IC GDRV FET门驱动信号。Q15用作补偿网络状态采样/维持功能,用于深度调光应用。通用在PWM调光期间断开补偿网络连接,反馈补偿电容电荷(C31及C32)被维持,而当PWM指令变为有源高电平时快速动态控制就恢复。

  Q14与R48/R49/R51/R52一起用于1.8 V逻辑PWM调光信号的电平转换,U7缓冲PWM信号以驱动双向开关Q15

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关键词: LED PWM 转换器 DCM 控制器

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