电子负载用软开关DC/DC变换器的实现

1　引　言
　　
随着科技的发展，各类电力电子产品得到了越来越广泛的应用。然而，目前对这些产品的试验多以电阻箱和水阻试验台等作负载。这类负载采用有级调节，有固定阻值或固定负载特性曲线，负载形式单一，功率小；输入这些试验设备的电能全部被消耗掉，经济损失较大；并且占用了较大的安装空间。模拟电子负载就是为克服上述试验设备的缺点而研制的一种电力电子装置，是计算机技术、微机测控技术、电力电子技术的综合运用。相对于目前广泛使用的能耗型负载，这种电子负载体积小、节省空间从而降低了系统供电的容量等级，不仅具有试验功能，还能将被试设备的输入功率无污染地反馈回电网，符合大功率场合应用的需要。

电子负载由dc／dc直流变换器和dc／ac逆变器组成，如图1所示。dc／dc变换器完成从被试设备到dc／ac的直直变换，dc／ac逆变器检测电网同步信号，将被试电源输出的能量反馈回电网。可以看出，能量由电网经整个试验系统后馈回电网供系统循环使用，实际损耗主要是被试电源和负载模块的损耗。以通讯电源作被试电源为例，通讯电源的输出电压恒定，电网电压在一定范围内也近似恒定，通讯电源输出电流的大小直接正比于系统所模拟的功率的大小，即正比于交流侧电流的大小。因此，正确设置电子负载的给定电流大小和功率因数角，即可模拟阻性、阻感性等各种复杂的负载形式。
　　
全桥dc／dc变换器的常用控制方法是，采用pwm技术同时开通或关断斜对角的一对功率管，使其处于硬开关工作过程，通过改变变压器副边输出电压的占空比来调整输出直流电压的大小。功率管在电压不为零时开通和电流不为零时关断，因此，随着工作频率的提高，缺点越来越明显。首先，随着开关频率的提高，器件的开关损耗成正比上升，在器件总损耗中所占比重急剧增大，使系统效率降低，处理功率的能力减小。其次，功率器件开关过程导致的di／dt和du／dt会引起强烈的电磁干扰（emi）噪声。另外，开关过程引起的ldi／dt易使器件过压或过流，导致器件的损坏；同时，由于散热困难而阻碍了变换器体积的进一步减小。基于以上考虑，在所研制的电子负载中采用全桥软开关dc／dc变换器。

2　系统设计

2．1　dc／dc主电路软开关方案的选择　　

近年来，人们针对全桥软开关变换器提出了不少拓扑，大致可分为zvs，zcs和zvzcs三种策略。zvs方式中，功率器件输出电容与变压器漏感谐振，器件在零电压状态下开通。但变压器副边整流管换流使输出电压发生占空比丢失，且滞后桥臂零不易实现zvs。zcs方式中，变压器原边电流复位，器件在零电流状态下关断，但谐振电容电压换向使输出电流发生占空比丢失，且滞后桥臂较难实现zcs。电子负载中，dc／dc为低压大电流的升压变换，特点是变压器原边输入电流和副边输出电压很大，所以，这两种方式都会造成系统效率的严重降低，是不可接受的。zvzcs变换策略则可避免上述两方式固有的缺陷。本设计的dc／dc变换器主电路原理如图2所示。 　　

本设计是用在变压器副边并联储能电容c1，c2的方法来实现原边电流的复位〔1〕，如图3所示，共有六种工作模式：
　　
模式0：（t2，t3）区间。在t2时刻导通q4，变压器漏感lk与c1，c2谐振使c1，c2通过d7充电，由于d5，d6的箝位作用，c1，c2充电至v2，能量由变压器原边流向c1，c2和负载。
　　
模式1：（t3，t4）区间。q1，q2导通，能量由变压器原边流向负载。
　　
模式2：（t4，t5）区间。在t4时刻关断q1，由于cp1上的电压为零，q1为零电压关断，此后cp1充电，cp3放电，v1减小，当变压器副边电压小于v2时，c1，c2开始放电。能量由c1，c2和变压器原边流向负载。
　　
模式3：（t5，t7）区间。cp3放电完毕，d3导通，此时导通q3，由于d3的箝位作用，q3为零电压开通。v1减小，c1，c2继续放电，变压器副边二极管整流桥反偏，变压器副边电流为零，原边只有很小的励磁电流，近似于开路。负载电流流过c1，c2和续流二极管，变压器原副边没有能量的联系。
　　
模式4：（t7，t8）区间。在t7时刻关断q4，由于变压器原边电流近似为零，q4为零电流关断。c1，c2放电完毕后，负载电流只流过续流二极管，变压器原副边电流仍近似为零。
　　
模式5：（t8，．）区间。在t8时刻导通q2，由于变压器原边电流近似为零，q2为零电流开通。变压器原边电流反向，重复模式0，下半个周期开始。

2．2　控制电路设计

2．2．1　控制原理
　　
系统控制原理见图3〔2〕。（t2，t4）期间，q1和q2导通，变压器原边电压v ab为vin，（t8，t10）期间，q2和q3导通，变压器原边电压为－vin。由图可见，输出电压的大小取决于q1、q3和q2、q4的导通时间，即相移的大小；偏磁产生的原因是两对功率管导通时间存在差异及管压降不同，所以，同样可通过改变功率管的导通时间来加以补偿。例如，若输出电压偏低，则q2、q4左移，反之右移，移动范围如图中阴影面积所示，t6，t8和t12，t13分别为q2、q4移动的下限和上限。若检测变压器原边电流中存在正直流分量，则q1、q3不变，q4下降沿左移，脉宽变小；q2、q4互补导通，q2上升沿相应左移，脉宽变大，二者脉宽之和不变，结果是q2、q3导通时间大于q1、q4导通时间，起到了消除偏磁的效果。

2．2．2　控制系统硬件设计
　　
目前的移相控制方式中，普遍使用的是基于3875芯片的pwm脉冲发生电路，其原理是将变换器输出电压采样后与给定电压比较，根据比较结果调节触发脉冲，使输出直流电压控制在给定范围内。这种方法的特点是硬件电路简单，使用方便。缺点是必须借助相应的硬件电路才能抑制逆变变压器单向偏磁所引起的饱和问题。然而，由控制原理可以看出，利用高速微处理器对逆变桥功率管的开关进行实时控制完全可实现以上功能。本文讨论的基于dsp的pwm移相控制电路，可采取多种控制策略，结构简单，可靠性高，能最大限度地节省硬件，能编程实现不同的控制策略，十分灵活。

控制系统由脉冲发生电路，检测电路和显示电路构成，如图4所示。数字信号处理芯片tms320f240用作控制核心。tms320f240是ti公司为满足控制应用而设计的，它有高速信号处理和数字控制功能所必需的体系结构特点，而且它有为电机控制应用提供单片解决方案所必需的外围设备。tms320f240的指令执行速度是20mips，这种高性能使较为复杂的控制算法可以实时执行。其内部集成了16k的flasheeprom，无须扩展程序存储器。lem模块对变压器原边电流i1进行采样，经信号调整电路滤波，滞环比较，结果为电平信号作为dsp输入，消除偏磁；过压、过流恒温等物理量经故障信号传感器、故障检测及调整电路转化为电平信号送给dsp，进行相应的控制。死区由4098硬件产生，保证控制的可靠性。

2．3　控制电路软件设计

设置了五个中断：t1定时器中断，cmp1、cmp2、cmp3三个比较中断和pdpint一个保护中断。t1定时器中断用于调整变换频率，cmp1、cmp2、cmp3三个比较中断用于调整输出电压和控制偏磁，pdpint电源保护中断保证当系统处于非正常工作状态时可以紧急停机。流程如图5所示。

3　实验结果及结论

图6为调制频率为20khz时的实验波形。图6（a）中，通道1为q1两端的电压波形，通道2为相应的触发脉冲。可以看出，实现了q1的零电压开通和关断，q3同。图6（b）中，通道1为变压器原边电流，通道2为q4的触发脉冲。可以看出，实现了q4的零电流开通和关断，q2同。此外，经实验验证，本方案具有响应速度快，控制灵活可靠的优点。经过测试，变换器的效率达到87％，比传统的硬开关全桥dc／dc逆变器提高了4％，效果比较理想。