多路输出反激式电源电磁兼容分析

式中：B和S均为矢量。

图2 差模耦合途径示意

结合式（1）及式（4）容易推得，寄生磁耦合电感M与涉及的干扰回路面积S成正比例关系。在图2中，存在有较大的di/dt的回路主要包括变压器输入侧环路S₀，二次侧环路S₁和S₂以及驱动环路S₃。

仔细设计电路板走线，尽可能减小上述回路的围绕面积。将高频去耦电容C_d0尽量靠近变压器原边和MOS管，C_d1尽量靠近负载，以求减小围绕面积S₀与S₂，并且要求C_d0和C_d1是低ESR和低ESL的电容器。

电源输出端至负载的引线应尽可能地短，而且多路输出每一路都要使用双绞线，因为，相邻绞环中在同一导体上产生的电动势方向相反，相互抵消，这对电磁干扰起到较好的抑制作用。

3.2 减弱共模辐射耦合

参照图3，由式（2）可得，共模电流I_cm1及I_cm2的幅值与两电气节点①与②处dv/dt和对PE（安全地）的分布电容C_d1和C_d2的积成正比。图中节点①是MOS管漏极与变压器原边的连接点，节点②为变压器二次侧与输出二极管的连接点。共模电流辐射强度与共模电流围绕回路面积有关，也就是说，电磁辐射强度和电流环路面积成正比，这里环路面积用阴影面积表示。因此，减弱共模辐射耦合应从3个方面入手，即减小dv/dt；减小分布电容；减小共模电流环路面积。

图3 共模耦合途径示意

节点①及②存在非常大的电压瞬变，因而在节点①及②处布线应当占用尽可能小的面积，以减小分布电容值。分布电容一般为pF级，因而在低频段（1MHz）其阻抗影响非常显著，需要滤波器对共模电流进行衰减，共模扼流圈电感值一般取10～100mH。

装在MOS管上的散热器由于表面积很大，其对节点①的分布电容必须考虑。由图4可知，采用屏蔽方法将铜箔夹在散热器和MOS管之间，使原有分布电容C_k变成相互串联的C_k1和C_k2，从而减小了分布电容。散热器和变压器磁芯同样存在电压瞬变，将散热器和磁芯屏蔽分别就近与节点③及④连接，用以抑制散热器和磁芯的电压瞬变，并缩短共模电流的耦合路径。

图4 减弱共模耦合的措施

3.3 减弱公共阻抗传导耦合

减弱公共阻抗传导耦合，就是仔细布线以避免两电气回路的公共阻抗部分。其中尤为重要的是地线的铺设，要遵循“模拟部分地和数字部分地分开，功率部分地和控制部分地分开”的原则。

在实际铺设中采取了“星状地”形式，如图5所示，避免使用环形地。所谓“星状地”是指不同回路地单独走线，最后汇集到一点O。O点通常是去耦电容或者滤波电容的阴极。比如在控制芯片周围，驱动回路的地单独从控制芯片的去耦电容（O₁点）出发，连接到输入端滤波电容处（O₂点），而MOS管源极功率部分引线也直接接入O₂点。电压和电流反馈信号的地线均单独接入星状点O₁。

图5 星型铺地示意

图5中L₁及L₂分别为电压反馈和电流反馈的地线接入端。C_d1为控制（驱动）电路的电源去耦电容，C_d0为输入滤波电容。

3.4 减弱外部电磁场干扰

设计合理的EMI滤波器。EMI滤波器除能衰减开关电源对电网的EMI之外，还能够衰减电网引进的部分瞬态干扰。需要强调的是，增加安全地(PE)对衰减共模电流，抑制外界瞬态干扰十分必要。

如图6所示，在交流进线端并联高频CBB电容C_a（2.2nF）和压敏电阻(VSR)对瞬态电压进行箝位。

图6 利用压敏电阻抑制瞬态电压

除了对电路采取局部屏蔽措施外，在调试过程中还使用了整体屏蔽罩，以降低辅助电源子系统对外界的电磁辐射干扰。接入屏蔽罩的输入、输出引线（屏蔽线）应当尽量短，并且要妥善接地。[!--empirenews.page--]

3.5 减弱电压瞬变和电流瞬变

从上述分析可知，EMI的强度都和dv/dt和di/dt成正比。而由变压器漏感和二极管反向恢复等引起的电压、电流的过冲和振铃相比开关周期非常的窄，会造成强的宽频的瞬态电磁噪声。因此，在实验过程中，有针对性地对电路各部分的电压、电流的过冲和振铃进行了抑制。

3.5.1 针对开关管

1）考虑减慢MOS管的开关速度，采取增大门极驱动电阻，减小驱动电流来实现。但是要注意适度，因为开关速度越慢，MOS管的开通时间、关断时间都相应延长，开关损耗随之增大，会造成开关管过热，使变流器效率降低。

2）采用RCD缓冲电路，吸收变压器原边漏感产生的尖峰，减小MOS管的应力，同时减小EMI。当开关管关断时，变压器漏感能量转移到电容C上来，然后由电阻R将这部分能量消耗。图7（a）及图7（b）分别为加入吸收电路前后开关管漏源电压波形，实验结果表明该电路可进一步吸收漏感L_p（线路寄生电感）和开关管结电容形成的电压尖峰。

(a) 加吸收电路前 (b) 加吸收电路后

图7 开关管漏源电压波形

3.5.2 针对变压器二次侧续流回路

在续流二极管D旁并联RC吸收电路，同时与续流二极管D串接可饱和磁芯电感L_s，如图8所示。可饱和磁芯线圈在通过正常电流时磁芯饱和，电感量很小，不会影响电路正常工作；一旦电流要反向流过时，磁芯线圈将产生很大的反电势，阻止反向电流的上升，因此，将它与二极管D串联就能有效地抑制二极管的反向浪涌电流。一种小型磁环，可以直接套在二极管的正极引线上，使用很方便。

图8 接入RC吸收电路和可饱和磁芯

图9（a）及图9（b）分别是续流电路采取相应措施前后的续流二极管电压波形，可见对抑制电压过冲效果明显。

(a) 接入RC与L_s前 (b) 接入RC与L_s后

图9续流二极管电压波形

3.5.3 针对变压器的漏感

在反激式拓扑中，可将变压器等效为理想变压器和原边激磁电感的并联。为了传送足够的功率，变压器必须添加气隙，以便在磁路中储存能量，因而磁漏一般都较大。在实际绕制变压器时，采取了三明治绕法以减小漏感。以其中一组变压器为例，最里一层为原边绕组，第二、三层是副边，最外一层仍是原边。这种绕法增强了原副边的耦合程度，减小了变压器漏感，这样可以减小开关管上的尖峰电压，由散热器回路产生的共模干扰也会大幅度降低。三明治绕法的缺点是原边绕组从内层到外层穿越了中间的副边绕组，在变压器中轴端侧绝缘性能大大降低，对于耐高压实验是不利的，因而多用在对绝缘性能要求不高的场合。

3.6 反馈环节的调整

在电路调试中，反馈环节调整至关重要，EMI往往是造成反馈环节特性差，电路出现振荡的主要原因。由于使用的是电流峰值控制，反馈包括电压和电流反馈。比如，在电流采样电阻端添加的RC滤波网络，是一个低通滤波网络，示波器观察，添加前后，开关管开通瞬间的电流毛刺降低了约3/4。而电压反馈开始也采用了RC分压滤波网络，即在电阻分压网络的接地电阻侧并联滤波电容，容值约为PI调节环电容值的1/10。

调试过程中，曾发生由于接地的不当，使在控制部分和主功率地之间存在分布的共模阻抗，导致电压输出端的共模噪声通过共模阻抗传导入控制芯片的地，造成占空比丢失，负载调整率不高等问题。当在输出端接入共模EMI滤波器后，情况大为改观，振荡消失。可见在输出端接入共模滤波器作用明显。在PCB制版中经过对地线的改进，采用星状铺地后，便大大降低了共模噪声的传导途径，即使不接入该滤波器，经过反馈环节自身的PI调整，变换器也同样趋于稳定。

4 结语

上述的一些方法是针对一个具体的电源，从减小干扰源和切断干扰途径来进行分析研究的。由于电路拓扑采取的是硬开关电路，EMI的问题是其比较难以解决的问题。应当说明的是，尽管软开关工作方式较之硬开关工作方式对减小开关管的电流和电压应力效果是显著的，但由于实现软开关的方式存在多种途径，其中一些途径引入的有源及无源元器件在特定工作状态和本身杂散参数的影响下，亦会成为EMI源，同样不可忽视。因而是否采用可以降低开关应力的软开关电路，尚须有关试验结果来证实。

另外，由于该开关电源存在两组并联的情况，各组之间存在未知的干扰，究竟是共模还是差模，需要在实验中比较检验。况且控制电路没有采用同步方式，不同步的开关相位引起的相互的干扰更加不可预料，有待进一步研究。