两种优化开关模式在高频SVPWM逆变电源中的应用

2.2 软件设计

在软件编写中，根据高频逆变电源的控制要求，全部采用编译效率最高的汇编语言，这样可更有效地利用TMS320LF2407A的高速数据处理能力。同时，软件中尽量使用240x系列DSP的复合指令，如MPYA，SPAC，LTS，DMOV等，以最大程度地精简程序，减小DSP运算量。以下将结合改进的SVPWM算法，分别对两种开关优化模式进行编程。

2.2.1 优化模式1的纯软件波形生成法

该法从开关时间参数的计算到输出向量的选取，全部采用软件实现。软件由三部分组成，即主程序，定时器周期中断子程序和保护中断子程序。主程序负责各种初始化工作；保护子程序完成故障监控和故障处理功能。程序主体为定时器周期中断子程序，负责完成SVPWM的改进算法及模式1的PWM波输出。程序流程图如图6所示。

图6 程序流程图

2.2.2 优化模式2的混合波形生成法

为实现优化模式2的开关动作，可利用TMS320LF2407A内部极大简化的电压空间矢量PWM波形产生硬件电路，即软件结合集成硬件的混合波形生成法。在软件中只要对相应的控制寄存器进行设置即可。必须添加的步骤如下：设置COMCONA寄存器使DSP工作于空间矢量PWM模式；查表并将每个控制周期中初始向量（U_X）的开启方式写入到ACTRA.14～12位中，如U1的写入值为（100）；将“1”（“1”表示参考向量U_ref为顺时针旋转，“0”表示U_ref为逆时针旋转）写入ACTRA.15中；最后将T₁/2写入到CMPR1寄存器，将（T₁＋T₂）/2写入到CMPR2寄存器。这样，空间矢量PWM波形产生硬件电路将根据初始向量和参考向量的旋转方向，自动选择模式2所示的优化开关组合。

3 实验结果分析

为验证本文提出的SVPWM改进算法和两种优化开关模式的实际效果，首先进行了MATLAB仿真验证。控制系统仿真模型如图7所示。由于数字化SVPWM逆变器模型实为一个离散控制系统，所以采用MATLAB中的S函数编程，来模拟SVPWM离散算法，只要改变S函数输出向量的时间和顺序就可分别实现两种优化开关模式的控制仿真，图7中cqc模块为S函数模块。

图7 控制系统仿真模型

图8及图9分别为感性负载下两种优化模式在1000Hz输出时的仿真波形。其中u_an及u_bn为经过一阶RC滤波后的相电压波形，u_ab为RC滤波后的线电压波形，i_s－a为对应电流波形。由仿真波形可见，采用开关优化模式1时，相电压为典型的马鞍波形，其对应的线电压、线电流谐波含量很小，不过在一个采样周期中开关次数较多。而采用优化模式2时，相电压中出现了微小畸变，使得输出线电流谐波含量增加，但是它的开关损耗仅为前面的67％，这将有利于高频逆变器向更高的控制频率发展。可见二者各有优缺点。

图8 优化模式1仿真波形（1000Hz）

图9 优化模式2仿真波形（1000Hz）

图10及图11为在TMS320LF2407A最小控制系统下的实验波形，可见与仿真波形相似。实验样机设计输出功率为2000V·A，输入是220V，50Hz单相交流电,输出为可在0到1000Hz连续变化的三相交流电。由于IR2130自带2μs的死区，使得模式2的PWM波形不再具有对称性，这导致了实验中输出相电压马鞍波形畸变得更大些。但从线电压，线电流上看，两种方法所输出的波形均具有很高的正弦性。

t/（500μs/格)

图10 纯软件SVPWM波形生成法实验波形（1000Hz）

t/（500μs/格)

图11 混合SVPWM波形生成法实验波形（1000Hz）

另外，经过计算可知，改进SVPWM算法后，采用两种开关优化模式的周期中断子程序，TMS320LF2407A均可在7.2μs内执行完毕，而控制周期为23.8μs，这就为DSP完成其他更复杂的电机控制程序预留了足够的程序处理时间。

4 结语

实验证明改进SVPWM算法后，本文所设计的基于TMS320LF2407A的高频SVPWM逆变电源样机，在采用两种优化开关模式后，不但具有直流电压利用率高，软件开发周期短等优点，而且还可达到提高输出波形质量和减少开关损耗的效果，具有一定的实用价值。