隔离式低压/大电流输出DC/DC变换器中几种副边整流电路的比较

(a)二极管倍流整流(b)MOSFET倍流整流(c)原理波形

（2）t1—t2：变压器副边绕组电压为零，整流管SR1、

SR2都导通。通过电感L1、L2的电流都在减小，处于续流状态。对应关系式为：VL1=－V0=L1（3）VL2=－V0=L2（4）

（3）t2—t3：变压器副边绕组上为负压,功率管SR1

处于导通状态，SR2处于关断态，电感L1上电流下降，L2上电流上升。对应关系式为：VL1=－V0=L1（5）VL2=V2－V0=L2（6）

（4）t3—t4：变压器副边绕组电压为零，整流管SR1、SR2都导通。通过电感L1、L2的电流都在减小，处于续流状态。对应电路方程与t1—t2时段相同。

在一个完整的开关周期Ts中，通过电感L1、L2的电流，都是在各自的0～DTs时间段内增加；在（1－D）Ts时间段内减小，且两段时间内电流增加量与减小量相等。对应如下关系式：L=V2－V0，L=V0，Δi(＋)=Δi(－)

整理后可得：

V0=DV2(7)

式中：D=tON/Ts

倍流整流，其实质就是两个电感的交错并联。电感L1与L2上的电压和流过电流相位相差180°，在变压器副边绕组电压非零时，流过L1、L2的电流一增一减，实现了iL1、iL2的纹波电流互消，从而使总的负载电流（i0=iL1＋iL2）纹波大大减小。在输出电压纹波要求相同的情况下，这种倍流整流方式使得L1、L2显著减小，加快了功率级的动态响应。

电感L1、L2电流波形相差180°，其合成电流（i0=iL1＋iL2）纹波峰峰值与iL1、iL2纹波峰峰值的关系，用电流互消比例K12表示，K12与占空比D有关，关系式如下：K12=2－（D≤0.5）（8）

其对应的关系如图6所示。从图6可以直观地看出，当D=0.5，即V2=2V0时，才有完全的纹波互消作用（输出电流实现零纹波），D偏离0.5越远，纹波互消作用越差。当D=0.25时，纹波互消比例只有67％。因此，在倍流整流拓扑中，为了利用其纹波互消作用，希望D在0.5附近。

3几种整流电路的比较

为了充分认识半波整流、全波整流和倍流整流拓扑的优缺点，便于优化选择，下面从整流管导通损耗，磁性元件尺寸，大电流绕组连接点数，SR驱动方式，原边适用拓扑等多个方面对三种整流方式逐一进行比较。比较基于相同条件下进行，即变换器功率等级，开关频率fs，副边电压Vsec的幅值V2，各拓扑对应定义的占空比D，输出电压VO及其纹波ΔVO要求，输出滤波电容C相同。

图5全桥整流—倍流整流演化过程简图

图6电感电流纹波互消作用示意

3.1整流管导通损耗

（1）半波整流拓扑tON时段内，负载电流IO流过SR1；在tOFF时段内，IO流过SR2。因此在一个开关周期Ts中，两整流管总的导通损耗，相当于负载电流流经一个整流管的导通损耗（损耗计算公式用MOSFET）。基本关系式为：

Phw=m·IO2Rds(on)(9)

式中：m为用作SR1或SR2的MOSFET的并联个数（SR1、SR2并联个数一般相等）；

Rds(on)为MOSFET导通电阻。

（2）中心抽头全波整流tON时段内，负载电流IO流过SR1或SR2；tOFF时段内，负载电流在两个整流管上平分，从而减小了tOFF时段内整流管的导通损耗，当用肖特基二极管作为整流管时，因肖特基伏安特性为指数关系，损耗降低量并不太明显。当采用MOSFET作为同步整流管，其电压电流近似呈线性关系，损耗降低得非常明显，一个周期内整流管总的导通损耗近似为：Pfw=m··IO2Rds(on)

D1（10）

（3）倍流整流拓扑SR1、SR2中的电流流通情况与全波整流相似。一个周期内整流管总的导通损耗近似为：Pcd=m··IO2Rds(on)

D0.5（11）

三种整流方式整流管的导通损耗（基准值取为m·IO2Rds(on)）与D的对应关系示于图7。由图7可知，D越小，全波整流和倍流整流拓扑中整流管的导通损耗与半波整流相比越小。从损耗角度考虑，当工作在Dmax（全波整流：Dmax=1；倍流整流：Dmax=0.5）附近时，后两种整流拓扑与半波整流相比，并无多大优势。

3.2磁性元件

（1）滤波电感

①半波整流拓扑电感上电压频率与开关频率fs相同，满足规定纹波要求的电感量[7]为：Lhw=(12)

②中心抽头全波整流拓扑电感上电压频率为