分布式系统中实现单阶段PFC和降压转换的新方法

引言
在最先进的PFC电路中，为了降低输入电流谐波并提高输入功率因数，通常使用升压拓扑结构。升压拓扑结构可以在连续导通模式 (CCM)、非连续导通模式(DCM)或临界导通模式下工作。
大多数使用升压拓扑结构的PFC 应用系统专用于在使用通用输入交流电源(85-265 Vac)，频率为 50 或60Hz，并且提供稳压直流总线(一般为400 Vdc)时工作。在大多数应用中，负载不能在提供高压直流总线时工作，所以DC-DC转换器用来隔离交流电源和负载，并提供低压输出。这种系统配置的优点是低总谐波失真(THD)、接近于1的功率因数、优异的稳压和隔离直流输出上的瞬态响应。升压拓扑结构的主要缺点是需要两个功率阶段，这会降低系统效率，增加元件数量和成本，并会使电源尺寸增大。
NCP1651 提供PFC设计的独特备用方案，专用于控制在反击型拓扑结构中工作的PFC 电路。使用反击型拓扑结构可以建立一个单功率阶段的低压隔离次级输出，而仍然能获得低输入电流失真，且功率因数接近于1 。和带有DC-DC转换器的升压拓扑结构相比，使用元件数量少有助于减小电源尺寸和降低电源成本。

控制器分析
NCP1651 可以在连续或非连续模式下工作。表1规定了一组将工作模式进行比较的条件。
连续模式
为了强制电感电流在输入电压范围内保持连续，Lp至少需要为1mH。反击型变压器的初级线圈上的典型电流如图1所示。在开关打开时，电流流入初级线圈，在开关关闭时，电流流进次级线圈。
因此，峰值电流：
Ipk=Iavg + ((1.414 ?Vin sinq?ton?)/Lp)                      (1)
其中 Iavg = 1.414?Pin/Vin sinq                          (2)
Ton = T/((Ns/Np?1.414?Vin sinq/Vo)+1)                   (3)
Ton = 6.19ms
Ipk=(1.414?113)/85 sinq + (1.414 ?85?6.15 ms?2)/1 mH = 3.35A
从转换器分析看到连续模式工作的峰值电流为3.35A。
非连续模式
在非连续工作模式中，电感电流在开关周期结束之前降为零，如图2所示。
为了保证DCM，Lp 需要降低至大约100mH。
Ipk= (Vin sinq?.414 on)/Lp
Ipk = 1.414?5 sin?.18ms/100mH= 6.23 A                              (4)
结果显示，CCM模式中的反击型转换器的峰值电流是DCM模式下峰值电流的一半。

电流谐波分析
运行在DCM中的第二个结果是输入电流失真、EMI较高，且功率因数较低。虽然可以对高峰值电流进行滤波，以产生相同的性能结果，但这将需要一个更大的滤波器。
简单的快速傅立叶变换(FFT) 在SPICE 中运行，以提供CCM 和 DCM谐波电流级别的比较。谐波电流级别会影响输入EMI 滤波器的大小。在一些应用中，它需要满足C.I.S.P.R等级。在SPICE FFT 模型中，由于没有增加任何前端滤波，所以分析结果不能直接进行比较。
连续导通模式
如图3所示，在100 kHz处，开关频率、FFT的 rms 值是 260mA，而二次谐波(200kHz)rms值是55mA。
非连续导通模式
如图4所示，在100kHz 处， FFT的 rms 值是 2.8A，而二次谐波 (200kHz)是500mA。

结果
和在 DCM工作中的反击型PFC转换器相比，从分析结果能清楚看到工作在 CCM中的反击型PFC转换器的峰值电流是其1/2，而基波 (100 kHz) 谐波电流是其1/10，从而使MOSFET、次级整流二极管中的导通损耗更低。如果设计师需要满足C.I.S.P.R. 导通发射等级的要求，那么输入EMI滤波器也需更小。和CCM 工作相反，因为需要的初级电感更大，其反击型变压器也更大。
在DCM下工作的优点是较低的开关损耗及更小的变压器尺寸。
在PFC中使用反击型拓扑结构的第二个考虑是，输出电压纹波包含传统高频纹波和整流线频率纹波 (100 或者 120Hz)两个分量。
 高频纹波：
芕 = ?芕cap2+ 芕esr2            (5)
其中，芕cap = Ioavg ?dt /Co，Ioavg = (Ipk +Iped/2)，Ipk为峰值电流 (次级)，Iped为次级电流的脉冲基底电平，Co为输出电容，esr为输出电容的等效串联电阻，dt为Toff；芕esr = Ipk ?esr。
纹波的低频部分是：
芕 = Ipk 苩 / Co                      (6)
IAVG = Po/Vo                                                (7)
Ipk = IAVG / 0.637                     (8)
如果把输出纹波以10脑龇谝桓鲋芷?180?中划分，和相角有关的正弦纹波电压是：
芕=((Po/ 0.637 Vo)in(q-0.637))/Co?8?fline                                     (9)
使用上述的相同应用系统，选择输出电容的大小，以提供小于额定输出5%的电压纹波。使用以上的等式，选择两个并联的1500mF电容，每个电容的esr为0.03W。
如果次级输出电压用于分布式总线，可以根据保持时间和纹波选择输出电容的大小。那输出电容可以这样计算：
Co= 2 Pout th / V2nom-V2min         (10)
其中：Pout 为最大输出功率，th为要求的保持时间(选择线路为 60 Hz, 16.67ms的一个周期)，Vnom为额定 48Vdc输出，Vmin为36Vdc。则
Co=2(90)16.67ms/482-362=3000mF
在以上计算中，对于输出电压纹波和保持时间，在两种应用中恰好选择了相同的输出电容值。
NCP1651内部提供了所有在PFC控制器中常见的必要特性，同时还有一些不常见的特性。比如，NCP1651有一个高压启动电路，让设计师可以直接连接 NCP1651的引脚16和高压直流总线，而无需笨重而昂贵的启动电路。其应用原理图见图5。
在电路上施加了电源以后，高压FET的偏置为一个电流源，以提供启动功率的电流。启动高压启动电路，整流交流线路中的电流就会对Vcc电容充电。当Vcc电容上的电压达到UVLO电路(额定值为10.8V) 的导通点以后，禁用启动电路，并启用PWM电路。启用了NCP1651 以后，偏置电流从其待机水平升至工作水平。一个八分频的计数器预置为7，使得启动后芯片不会在第一个周期工作。第二个Vcc周期中，计数器增加到 8，而且芯片可以在此时启动。除了提供Vcc 电容的初始充电以外，它也可以作为启动、过流和关闭工作模式的定时器。
在关闭模式中，Vcc周期在 7 计数状态一直保持，直到解除关闭信号。这样可以获得可重复而快速的重启。
只要Vcc电压在欠压跳闸点高于UVLO，元件就会保持工作。如果Vcc电压降低到欠压跳闸点，元件将停止工作，启动电路将再次启用，而且对Vcc电容充电，使之达到导通电压水平。此时，启动电路关闭，而且元件保持在关闭模式。这将会在以后七个周期中继续。在第八个周期中，NPC1651会再次工作。如果Vcc电压在欠压跳闸点以上，元件继续工作，否则，元件则开始另一个八分频周期。
八分频计数器的目的是减小芯片在过载情况下的功耗，并且能使其不断循环，避免芯片过热。
让输出电压达到一个水平，使辅助电压在Vcc电容放电到这一水平之前仍能保持在UVLO关闭水平以上至关重要。如果电感线圈产生的偏置电压，在电容降低到UVLO 欠压关闭水平之前不超过关闭电压，元件就会关闭并进入八分频周期，而且不再启动。如果发生这种情况，Vcc电容值会增加。 ■