通用开关功率转换器的电能回收电路设计方案

　　1.前言

　　最大限度地降低功率损耗，在不增加成本的前提下提高功率密度，是现代高能效开关电源面临的主要挑战。开关电源的设计目标是降低功率的通态损耗和开关损耗。

　　不显著影响成本和功率密度而达到优化功率通态损耗的目的是很难的，因为实现这个目标需要更多的材料，例如，晶片和铜线面积。与通态损耗不同，降低功率开关损耗而不大幅提高电源成本比较容易做到。降低功率开关损耗有两个主要方法：改进半导体技术的动态特性或电路拓扑。

　　采用碳化硅和氮化镓等材料的新型二极管可大幅降低开关损耗。然而，这些新产品的能效成本比并不适用于大众市场，如台式机电脑和服务器电源。

　　本文重点论述的专利电路［1］采用软开关法，能效/成本/功率密度/EMI比优于碳化硅高压肖特基二极管，因此符合市场预期。

　　1.1. 二极管导通损耗

　　从200 W到2000W之间的大众市场电源通常需要一个连续导通（CCM）的功率因数校正器（PFC）。要想提高功率转换器的功率密度，就应该提高开关频率。然而，功率因数校正器的主要开关损耗是功率开关/整流器换向单元的损耗，提高开关频率意味着更高的损耗。因为PN二极管产生的电压电流交叉区损耗和反向恢复损耗［2］ ，如图1.1所示，所以，主要功率损耗发生在功率开关的导通阶段。

　　图1：导通损耗与二极管类型和电流软开关法对比

　　为降低PN二极管整流器引起的功率损耗，最近多家半导体厂家推出了采用碳化硅和氮化镓技术的高压肖特基二极管。尽管半导体厂商付出努力，但是仍然不能消除在晶体管导通过程中发生的电流电压交叉区，如图1.2所示的。与PN二极管不同，碳化硅二极管能够提高dI/dt斜率，而二极管的反向恢复电流没有提高。因此，开关时间变小，导通功率损耗也随着变小，但是不能彻底消失。今天，为遵守EMI电磁干扰防护标准，在功率因数校正器设计内，碳化硅二极管导通dI/dt最大值约1000 A/µs，而传统的PN二极管的dI/dt值为 300 A/µs。

　　1.2.软导通法

　　另一种降低导通损耗的方法是使用一个软开关法，增加一个小线圈L来控制dI/dt斜率。该解决方案消除了在晶体管导通过程中发生的电流/电流交叉区和PN二极管反向恢复电流效应，如图1.3所示。电流软开关解决方案不是新技术，但是必须达到相关的技术标准：

　　1.在每个开关周期重置线圈L的电流（不管电流、输入和输出电压如何变化）。

　　2.无损恢复线圈贮存的感应能量。

　　3.抑制半导体器件上的任何过压和过流应力。

　　4.当增加任何器件时保持成本不增加。

　　5.保持相似的功率密度。

　　很多电路都可以分为两大类：有源恢复电路和无源恢复电路。

　　1.3.有源恢复电路

　　在有源恢复电路中，零压转换（ZVT）电路［3］是设计人员非常熟悉的电路，如图2所示。 这种电路可以根除导通功率损耗和关断功率损耗。

　　图2： ZVT：有源恢复电路

　　从理论上讲，因为所有的开关损耗都被消除，零压转换（ZVT）是功率因数校正（PFC）应用最理想的拓扑。此外，不管输入和输出功率如何变化，这种电路都能正常工作。然而，在实际应用中，升压二极管DB的反向恢复电流对零压转换电路的影响非常明显，致使电感和最小占空比都受到一定程度的限制。因为小线圈L上的重置电流，D2 的反向恢复电流包含高应力电压和寄生阻尼振荡。最后，PN二极管的动态特性影响零压转换（ZVT）电路的总体能效，因为这个晶体管的导通时间应该增加，而且为降低半导体器件遭受的电应力，必须增加一个有损缓冲器。

　　从成本上看，零压转换（ZVT）电路需要增加一个功率MOSFET开关管和一个专用的PWM控制器。虽然市面有多种不同的零压转换（ZVT）电路，但是仍然无法克服上述技术难题，而且高昂的成本根本不适合大众市场应用。因此，无源恢复电路更有吸引力。

　　1.4.无源恢复电路

　　图3所示电路是一个很好的无源恢复电路示例［4］；只需另增两个二极管和一个谐振电容。

　　图3：无源恢复电路

　　当外部条件不变时，这个电路工作良好。不过，在功率因数校正应用中设计这种电路难度很大，这是因为小线圈的重置电流受到升压二极管的反向恢复电流和外部电气条件的限制。

　　尽管无损无源电路只需很少的元器件，不幸地是因为技术原因，这种电路在功率因数校正应用中不可行。这个示例表明，虽然电流缓冲法已被人们熟知，但是在不影响前文提到的五大标准的前提下，通过使用电流缓冲法恢复小线圈L的能量是目前无法克服的技术挑战。

　　2.BC²：能量恢复电路

　　这个创新的电路［1］是按照软开关标准设计的，如图4所示，为恢复小线圈L贮存的电能，在升压线圈LB 附近新增两个二极管 D1和D2 和两个辅助线圈NS1和NS2 。

　　图4：新型能量恢复电路：BC²

　　2.1.概念描述

　　当晶体管导通时，线圈NS1 在主升压线圈内恢复升压二极管DB的反向恢复电流IRM 。因为交流输入电压调制LB电压，所以它也调制NS1上的反射电压。此外，这个输入电压还调制升压二极管电流IDB及其相关的反向恢复电流IRM。这些综合调制过程让流经小线圈L的额外的反向恢复电流 IRM 在线圈NS1 内重置，即便在最恶劣的情况下也是如此。当晶体管关断时，辅助线圈NS2把小线圈L的额外电流注入到输出电容。线圈NS2 上的反射电压与输入电压是一种函数关系，当交流线处于低压时，反射电压达到最大值，与小线圈L的最大电流值对应。这些综合变化使流经小线圈L的电流通过二极管D2 消失在体电容内，即便在最恶劣的情况下也是如此。当dI/dt 斜率（大约10 A/µs）较低时，例如，在开关转换器的断续模式下，这两个附加线圈NS1和NS2 用于关断二极管D1 和D2; 二极管的反向恢复电流不会影响电路特性。我们可以说，这个概念“在电路内回收电流”，因此称之为BC²。

　　2.2. 相位时序描述

　　变压比m1 和m2 是线圈NS1和NS2 分别与NP的比值。

　　相位 ［ t0前］

　　在t0前，BC²电路的特性与传统升压转换器的特性相同。升压二极管DB 导通，通过体电容器发射主线圈能量。

　　相位 ［t0， t1］

　　在t0时，功率MOSFET导通，DB 的电流等于I0。在t0+时，电流软开关启动，即在零电流时，功率MOSFET的电压降至0V，无开关损耗。在t0后，流经小线圈L的电流线性升高，达到输入电流I0和二极管反向恢复电流IRM的总合为止，而流经DB 的电流线性降至-IRM。

　　图5 真实地描述了这些电流的变化，并考虑到了m2 变压比。下面是晶体管TR和升压二极管DB的dI/dt简化表达式 ：

　　此外，在t0 +时，功率MOSFET的固有电容COSS 被放电，电阻是晶体管的导通电阻RDS（on）。与功率校正电路不同，晶体管漏极上的电压较低，因为VNS2反射电压是从VOUT抽取的，这个特性让BC² 电路具有一个优点，在低输出负荷时，可以节省电能，利用下面的公式可以算出节省的电能：

　　因此，BC² 还降低了关断损耗。

　　相位［t1， t2］

　　在t1+时，升压二极管DB 关断，过流IRM被贮存小线圈内，过流使DB 结电容线性放电。同时，主线圈上的电压极性发生变化，直到D1 二极管导通为止。与此同时，过流IRM 被变压比m1降低，然后被发射到主线圈内。<