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LT5527型RF混频器及其在3G无线基站接收器中的应用

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作者:解放军电子工程学院 马国胜时间:2007-01-30来源:国外电子元器件收藏

1 引言

凌特公司(Linear Technology)推出的型高线性度有源下变频能大幅降低蜂窝基站的成本并简化其设计。 具有3.7 GHz的最高工作频率。在1.9 GHz时,具有23.5 dBm的IP3(输入3阶截取)线性度、2.3dB转换增益和12.5 dB噪声指标,符合蜂窝基站和其他高性能基站接收器的动态范围要求。LT5527的本机振荡器(LO)和RF输入以单端方式工作,具有内置50Ω阻抗,只需很少外部匹配器件,可降低基站成本和缩短设计时间。此外.LT5527内包含1个低噪声LO缓冲器,允许工作于-3 dBm LO驱动功率,解决了RF隔离难题,无需外部滤波电路。

LT5527工作于400 MHz-3.7 GHz的宽频率范围,该范围覆盖850 MHz蜂窝频带、1.9 GHz-2.1GHz W-CDMA及UMTS频带。也覆盖了工作于450MHz、2.4 GHz和3.5 GHz频带的其他高性能设备。LT5527在RF和LO输入端都有片上RF变压器。这些变压器方便了50Ω阻抗匹配,并使输入能以单端方式工作。

2 LT5527的主要特性及引脚功能

2.1 LT5527的主要特性

LT5527采用单5 V工作电源。典型工作电流为78 mA。它可用EN引脚关断。关断时,最高消耗100μA静态电流。LT5527采用16引脚4 mmx4mm QFN封装。LT5527的主要特性如下:

50Ω单端式的RF和LO:

高输入IP3:0.9 GHz时的输入IP3为+24.5dBm,1.9 GHz时的输入IP3为+23.5 dBm:

0.9 GHz时的转换增益为3.2 dB,1.9 GHz时的转换增益为2.3 dB;

低噪声:0.9 GHz时的噪声指标为11.6 dB。1.9 GHz时的噪声指标为12.5 dB;

高LO-RF及LO-IF隔离;

LO至RF泄漏为-44 dBm;

工作电压范围为4.5 V~5.25 V。

2.2 LT5527的引脚功能

LT5527由高线性双平衡混频器、RF缓冲放大器、高速限幅LO缓冲器及偏置/使能电路构成,RF和LO输入以单端方式工作,IF输出是差分输出,低端LO和高端LO注入均可用。LT5527的外引脚排列如图1所示,内部结构如图2所示,各引脚的功能如下所述。

NC(1,2,4,8,13,14,16):这些引脚内部不连接,与电路板的地相接,以改善LO至RF及LO至IF之间的隔离。

RF(3):RF信号输入端,该引脚内部与RF输入变压器的初级相连。若RF信号源不被DC阻隔.则需串联一耦合电容器。在1.7 GHz-3 GHz之间。RF输入由内部匹配。400 MHz,3 700 MHz都需外部匹配。

EN(5):使能端,当输入使能电压超过3 V时,混频器电路通过6、7、10和11启动。当输入电压低于0.3 V时,所有的电路都不工作。EN=5 V时的典型输入电流为50 mA,EN=0 V时,电流为0μA。即使在启动时,EN端的电压也不应超过Vcc0.3V。

Vcc2(6):偏置电路的电源输入端,电流消耗为2.8 mA。该端外部接至Vcc1端,并接1 000 pF及1μF的耦合电容器。

Vcc1(7):LO缓冲器的电源端,电流消耗为23.2mA。该端外部接至Vcc2端,并接1 000pF及1μF的耦合电容器。

GND(9,12):地端,该端和底板地相连以增强隔离度,也是电路板上的RF地。

IF-,IF+(10,11):IF信号差分输出,需进行阻抗变换以实现输出匹配。这些端子通过阻抗匹配电感器、RF扼流圈或变压器中心抽头与Vcc相连。

LO(15):本地振荡器的单端输入,该端内部与LO变压器的初级相连。在1.2 GHz~5 GHz之间,LO输入可内部匹配。在380 MHz以下工作时需简单的外部匹配。

Exposed Pad(17):整个电路地的返回端,必须焊接至印刷电路板的接地面。

3 LT5527的应用电路设计

图3示出由混合变压器构成的IF匹配电路。以达到最低LO-IF泄漏和最宽的IF带宽。图4示出由1个离散的IF不平衡变压器代替IF变压器的电路,以降低成本和缩小尺寸。尽管离散的IF不平衡变压器也有较理想的噪声系数、线性度及较高的转换增益,但是LO-IF泄漏降低,IF的带宽减小。


3.1 RF输入端的设计

RF输入端由1个集成变压器和一个高线性差分放大器组成,变压器的初级与RF输入端(引脚3)和地连接。变压器的次级内部与差分放大器输入端连接。

变压器初级的一端内部和地连接,如果RF源有DC电压,则在其输入端接入耦合电容器。在1.7GHz-3 GHz之间,RF输入可由内部匹配,在这个频率范围不需要外部匹配。频带边沿输入回波损耗的典型值为10 dB。

在低频带边沿的输入匹配电路中,串联的最佳电容器的值是2.7 pF(引脚3),以改善1.7 GHz的回波损耗(>20 dB);同样,为改善2.7 GHz的回波损耗(>30dB),其匹配串联的最佳电感器感值是1.5 nH。同时,串联1.5nH/2.7 pF匹配使频带的边沿更理想,并将RF的输入带宽扩大至1.1 GHz~3.3 GHz。

在400 MHz低频处或3.7 GHz处,RF输入匹配在原有基础上增加并联电容器C5,如果450MHz下的输入匹配电容器C5的容值为12 pF,在评估板的50 Ω输入传输线上,位于距离引脚34.5 mm的位置;900 MHz下的输入匹配电容C5=3.9 pF,位于距离引脚31.3 mm的位置;3.5 GHz下的输入匹配电容器C5=0.5 pF。位于距离引脚34.5mm的位置。这种串联传输线/并联电容器匹配拓扑使得LT5527可用于倍频标准,而不需要修正电路板的设计。串联传输线可用串联的片式电感器代替,以使布局更简单。

RF输入阻抗和S11与频率的关系(没有外部匹配)列于表1。S11数据用于微波电路模拟设计自定义匹配。模拟和RF输入滤波器的接口连接。

3.2 LO输入端的设计

LO输入端由1个集成变压器和1个高速限幅差分放大器组成,其中。放大器驱动混频器.得到最高的线性和最低的噪声.1只内部耦合电容器和变压器的初级串联。无需连接外部耦合电容器。尽管内部放大器将最大有效频率限制在3.5 GHz。但在1.2 GHz~5 GHz范围内,LO输入由内部匹配。当然输入匹配可以变换,在低频(750 MHz)处,给引脚15并联1只电容器(C4),850MHz~1.2 GHz匹配中,C4=2.7 pF。

750MHz以下的LO输入匹配要求串联电感L4/并联电容C4,在650 MHz~830 MHz,其匹配网络的L4=3.9 nH,C4=5.6 pF;在540 MHz~640MHz,其匹配网络的L4=6.8 nH,C4=10 pF。评估板不包含L4的焊盘.因此可切断近处的引脚15以便插入L4。L4是低功耗多层片式电感器。

频率大于1.2 GHz时,尽管放大器提供的功率有几个dB.但最佳LO驱动功率只有-3 dBm(LO输入功率变化,混频器性能不变);在频率低于1.2GHz的情况下,尽管-3 dBm的LO驱动功率仍然提供高转化增益和线性。但是为了得到最佳噪声,LO驱动功率为0 dBm。自定义匹配网络的阻抗数据见表2,并参考LO端没有匹配时的情况。


3.3IF输出端的设计

IF输出端(IF+和IF-)和晶体管混频开关的集电极连接,如图5。IF+和IF-分别有电压偏置,主要通过变压器中心抽头或匹配电感取得。每个IF端从总电流(52 mA)中分出26 mA的电流。为了得到最佳单端工作性能,这些差分输出需通过1个IF变压器或1个离散的IF不平衡变压器与外部电路结合。图3所示的电路包含1个用于阻抗变换和差分单端转换的IF变压器。图4所示的电路由1个离散的IF不平衡变压器实现同样的功能。低频时IF输出阻抗可等效415 Ω并联2.5 pF的电容器。频率与IF差分输出阻抗的关系如表3所示。这些数据参考封装引脚(没有外部元件),包含了IC和封装寄生效应的影响。对于IF频率为几千赫兹的低频或600MHz的高频。可匹配输出IF。


差分单端IF匹配的方法有以下三种:

(1)直接8:1 IF变压器匹配

IF频率低于100 MHz时,最简单的匹配设计是将1个8:1变压器连接到IF端,变压器将进行阻抗变换并提供单端50 Ω输出。在图3所示电路中.这种匹配通过短接L1、L2、用8:l变压器(不设置C3)代替4:1变频器即可实现。

(2)低通滤波器+4:1 IF变压器匹配

实现最低的LO-IF泄漏和较宽的IF带宽很简单.如图5所示为由3个元件构成低通滤波匹配网络。匹配元件C3、L1和L2结合内部2.5 pF电容器形成1个400 Ω~200 Ω低通滤波匹配网络,该匹配网络谐振于所期望的IF频率。这里4:1变压器将200 Ω差分输出变换成50 Ω的单端输出。


该匹配网络对40 MHz以上(包括40 MHz)的IF最为合适。对于40 MHz以下的IF频率。若串联电感器(L1、L2)的电感值取得过高,用这样的电感和寄生效应将影响稳定性,因此,8:1变压器适合于低IF频率。适用于IF频率的低通滤波的匹配元件值如表4所示。高Q值线绕片式电感器(L1、L2)大大改善了混频器的转换增益,但对线性度还是有点影响。


(3)离散IF不平衡变压器匹配

在许多应用中,可以用离散IF不平衡变压器代替IF变压器,如图4所示。L1、L2、C6和C7的值可用式(1)、式(2)计算,在IF频率期望值上得到180



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