零电压开关不对称半桥DC/DC变换器

0 引言
不对称半桥DC／DC变换器具有软开关工作、器件数量少以及控制简单等优点，因此，在不超过1000W的中小功率变换电路中得到广泛的应用。但是，在传统的不对称半桥电路拓扑中，只有在变压器漏感和主开关的寄牛电容产生谐振时才能实现零电压开关，因此，为了实现软开关，谐振电感(即变压器漏感)的值必须足够大．而谐振电感与输出整流二极管的寄生电容在换流过程中会发生严重谐振，产生电压冲击，甚至击穿输出二极管，而且大的漏感会导致大的占空比丢失。
为避免输出二极管误工作和损坏，必须限制由变压器漏感和二极管寄生参数谐振产生的过电压。通常，在二极管两端加箝位和吸收电路可以限制该过电压，例如，经常使用的方法是在二极管两端加电阻-电容-二极管吸收电路(RCD电路)来抑止过电压。但该电路最大的缺点是能量几乎全部消耗在电阻上，这将明显降低该变换器的效率。另外，电压的波动会持续以较低的频率出现，而且很难消除。

1 箝位二极管的作用
一个很好的解决方案是在变压器Tr的原边加箝位二极管，如图1所示： 加箝位二极管的目的是在不改变变换器工作特性的前提下，消除输出整流管换流时与外部电感谐振疾生的过电压，通过这两个二极管将变压器Tr原边电压箝位在电容C3和C4的端电压Vc1和Vc2。其过程为：如果开关S1导通占空比为D，则S，的占空比为1-D，当S1导通迹变压器原边的电压通过二极管Dg1箝位为Vc1，当S2导通时，变压器原边的电压经Dg2箝位为-Vc2，相应地副边的电位也箝位住了，输出整流二极管(Dr1和Dr2)上也不会出现明显的电压冲击。此时，输入电压源和电容通过箝位二极管吸收输出整流管与外部电感谐振产生的能量，而通过箝位二极管的电流很小，而且它们只在输出整流管换流时才起作用，因此，它们对整个变换器的工作过程影响很小。
通过变压器原边的箝位和减小变压器漏感，完全去掉输出整流管端的RCD吸收电路是可能的。但是，变压器的漏感不可能完全消除，只通过原边的箝位有时不能抑制住输出整流二极管端的过电压，还必须在输出整流二极管端并联RCD吸收电路，此时RCD吸收电路只起辅助作用，它的各参数取值也与只使用只CD吸收电路时不同，通常取较小的电容和相对大的电阻为宜。
这种变压器原边带箝位电路的方法只适用于谐振电感电流不连续的工作状态(DCM)。下面具体分析该电路实现零电压开关的过程。

2 工作过程分析
为了简化分析，我们做如下假定：
1)开关管S1和S2看作理想开关分别与寄生电容(C1、C2)、反向二极管(D1、D2)并联，不考虑MOSFET管反向漏电流；
2)变压器简化为理想变压器廾联激磁电感(Lm)、串联漏感(L1k)的模型；
3)电容C3和C4看作恒定的电压源；
4)输出看作恒定的电流源，其值为Io；
5)考虑二极管D1、D2、Dc1、Dr2的换流效应；
6)其他器件为理想器件，电路进入稳态；
由图1可知，当S1导通时，A点的电压为DE，而一个周期内电感Lm、L1k及Lr上的平均电压为0，因此，电容C2上的电压为DE，而电容C1上的电压为(1-D)E。输出整流二极管Dr1、Dr2的导通时间是不等的，变压器原边的正向电流和反向电流并不相等，电感Lm可以吸收其差值以保证流过电容C3和C4的平均电流为零。
该变换器的一个开关周期叮以分为12个工作阶段，其工作波形如图2所示，其中vGS1和vGS2分别是S1和S2的驱动波形。可以看到前半个周期和后半个周期里工作波形是对称的，工作过程是类似的，所以，下面只分析半个周期的6个工作阶段，分别如图3所示的6个等效电路。

1)阶段1[t0~t1]在t0时刻S1导通，原边电流流过S1，方向如图3(a)所示，大小为额定负载电流In与激磁电流iLM的和Io+iLM。A、B之间的电压为(1-D)E，激磁电感Lm吸收能量，电容C3放电。此阶段是功率传送阶段，在t1时刻S1关断时，该过程结束。
2)阶段2[t1~t2] S1关断电流在C1、C2间开始环流，电容C1线性充电，电容C2线性放电，因此，S1为零电压关断。A、B间电压也开始线性下降，在t2时刻VAB电压为零时，该阶段结束。
3)阶段3[t2~t3] VAB电压为零，输出整流二极管短路(Dr1、Dr2换流)，输出端吸收激磁电流，电感Lr、L1k和电容C1、C2谐振以实现工作状态的转化。
4)阶段4[t3~t4] 电感Lr、L1k残留的能量通过二极管D2馈还电源，当iLr为零时，S2导通，此阶段结束，S2为零电压开通。
5)阶段5[t4~t5] 在t4时刻S2导通，谐振电流iLr改变方向，Lr、L1k上的电压为DE，iLr反向线性增加为Io+iLM，此阶段结束。
6)阶段6[t5~t6] 在阶段5结束时，输出整流二极管Dt2被关断，变压器原边侧的电压迅速上升。由于电感Lr与箝位及整流二极管寄生电容的谐振，变压器原边侧的电压会高于稳定值DE，此时，二极管Dg2箝位点C的电位，谐振电容通过电感Lr释放能量。
接下去的下半个周期的6个工作阶段和上面所述的类似，不再详述。其波形详见图2。从已经分析的上半个周期的6个工作阶段以及类推的下半个周期的6个工作阶段可以得知：S1、S2都工作在零电压开关状态。每个开关的电压应力为E，通过箝位二极管Dg1、Dg2变压器Tr原边电压UCB被箝位在-DE和(1-D)E之间，则Tr副边的电压也得到箝位，输出整流二极管Dr1、Dr2上也不会出现明显的电压冲击。

3 输出特性分析
由上面工作过程的分析可知，箝位二极管Dg1和Dg2的引入，并没有明显改变变换器的工作特性。其原因有二：其一是通过该箝位二极管的电流很小，其二是它们只在输出整流二极管换流时才起作用，作用时间很短，因此，引入箝位二极管并没有改变变换器的工作特性。该变换器的直流增益q为

式中：Vo′、Io′分别是输出电压、电流折算到原边的值。
由式(1)可见，该变换器的直流增益是谐振电感Lr上平均电压降△V(=4LrfsIo′)和占空比D的函数。输出特性可由图4表示。

4 实验结果
为了验证以上的分析，制作了一台直流输入300~450V，输出54V／6A的不对称半桥实验样机，它的规格和主要参数为：
输入电压 300~450V；
输出电压 50V；
输出电流 0~6A；
工作频率 100kHz；
主开关S1和S2 IRF840；
箝位二极管Dg1和Dg2 MUR860；
整流二极管Dr1和Dr2 30CP0150；
谐振电感Lr 40μH；
变压器的参数 n=50：20：20，Lm=1.2mH，Ls=162μH。
图5(a)是S1正常工作时的vGS1和vDS1波形，S2正常工作时的vGS2和vDS2波形和图5(a)类似，它们都是在电压为零时开通。图5(b)是S1一个周期内承受的电压和流过的电流的波形图，图5(c)是S2一个周期内承受的电压和流过的电流的波形图。由这两图可见S1和S2所有的换流都发生在电压过零时。S2的暂态过程较多，开通过程也更复杂些，所以图5(c)中有较多振荡。

为了验证该电路拓扑的工作特性，将该实验样机与另一台只在输出整流二极管Dr1和Dr2加RCD吸收电路的实验样机进行了比较。RCD吸收电路的参数选择为：电阻为330kΩ／3W，电容为4.7nF／1kV，二极管采用FRl07。图6(a)是只采用RCD吸收电路时输出整流二极管Dr1两端的电压，图6(b)是采用本文所述箝位电路时输出整流二极管Dr1两端的电压。不难看出，图6(a)中Dr1端的电压尖峰达到了250V以上，而采用箝位电路能明显减少输出整流管上的电压尖峰，有利于防止该整流管被击穿。

图7是该变换器在输入电压为350V时，不同负载下的效率曲线。该电路满载时效率可达94％以上，而变压器原边不采用箝位电路，只在输出二极管加RCD吸收电路，效率最多为93.1％。

5 结语
本文介绍了一种变压器原边带箝位电路的不对称半桥直流变换器，对其主开关的开关过程进行了详细分析，制作了一台实验样机，并对该电路与只带RCD吸收电路的样机进行了比较。该电路的特点如下：
1)主开关S1和S2在满负载范围内能实现软开关；
2)输出整流管的电压过冲明显减少．有利于防止该整流管被击穿，同时可以选择耐压稍低的整流管，扩大了选择范围；
3)该电路比只采用RCD吸收电路的效率要高；
4)箝位二极管管Dg1、Dg2以及谐振电感Lr的引入，并没有改变变换器的工作特性。
由于该电路拓扑相对于只采用RCD吸收电路具有如此大的优势，所以，这种拓扑可以进一步推广到其他直流变换器。