采用ADS的CMOS双平衡混频器设计

摘要：分析了Gilbert结构有源双平衡混频器的工作机理，以及混频器的转换增益、线性度与跨导、CMOS沟道尺寸等相关电路参数间的关系，并据此使用ADS软件进行设计及优化。在采用TSMC 0．25μm CMOS工艺，射频信号为2．5GHz，本振信号为2．25GHz、中频信号为250MHz时，2．5V工作电压的情况下仿真得到的转换增益为10．975dB，单边带噪声系数为9．09dB，1dB压缩点为1．2dBm，输出三阶交调截止点为11．354dBm，功耗为20mW。
关键字：双平衡混频器；Gilbert结构；转换增益；线性度；跨导

CMOS技术本身具有低价格、低功耗、易于集成的特点，使得射频集成电路向着高集成度、高性能和低功耗低成本的的趋势发展，加之半导体工艺的进步，基于CMOS技术的器件的工作频率已能达到20GHz，并且完全可以与收发器后端电路实现单片集成，极大推动了无线通信技术的发展。
混频器利用器件的非线性特性来实现信号载波频率的变化，产生输入频率的和频和差频分量。作为无线通信系统射频前端的核心部分之一，其性能的好坏将直接影响整个系统的性能。目前已有种类繁多的全集成CMOS混频器，本文采用TSMC的0．25μm CMOS管模型设计了一种有源Gilbert结构双平衡混频器。根据在2．5GHz的射频输入下得到的仿真结果，该设计完全可以满足802．11b／g／n与Bluetooth等无线通信的要求。

1 CMOS双平衡混频器的分析及设计
Gilbert单元结构如图1所示。这种结构主要由开关管(M1、M2、M3、M4)和跨导晶体管(M5、m6)组成。本振信号VLO从开关管的栅极引入，射频信号VRF加在具有固定偏置的跨导级差分对M5与M6的栅极(M5和M6工作在饱和区)，将VRF信号转换成电流信号；M1～M4工作在近饱和状态，是两对开关，由本振大信号来驱动两对管交替开关，达到混频的目的；R1是电阻负载，通过负载电阻将混频后的电流信号转换成电压信号VIF输出。

跨导晶体管M5和M6的跨导为GM，并假定开关对管M1～M4在VLO的驱动下，处于理想开关状态，M1和M4、M2和M3两两组合通断，由于该混频电路的对称性，不再分别进行讨论。当方波在正半周期，M1和M4导通时，跨导晶体管M5、M6的漏电流ID输出为

根据式(4)的中频输出可以看出，输出信号既不包含输入射频信号频率分量，也不包含本振信号频率分量，因此理想双平衡混频器能够有效抑制RF-IF和LO-IF信号馈通，因此具有极好的端口隔离度。另外，差分的射频输入信号也可以抑制射频信号中的共模噪声。但是需要补充说明一点，要使M1～M4成为理想的开关，输入本振信号应该是理想的方波，在低电平时MOS能够完全关断，源漏电阻Roff为无穷大；在高电平时能将MOS完全打开，导通电阻Ron近似为零，这种射频方波信号在电路中很难实现。实际电路中驱动开关管的一般是幅度较大的正弦信号来替代。
另外，电路中CMOS管沟道尺寸及相关参数有如下公式

其中W／L为CMOS管沟道尺寸之比，μN为沟道载流子的迁移率，COX为单位面积的栅级电容，ID为漏电流，VGS为栅源间的电压，VTH为MOS管的阈值电压。
由式(5)可知，在开关近似理想的状态下，整个混频器的增益只与跨导GM和负载电阻RL有关，同时，增益的线性度是由跨导电路的线性度决定的。但是，由于CMOS器件的跨导较小，故跨导大小的选取要受到实际电路模型的限制；而负载电阻会给整个电路引入热噪声，使噪声系数的恶化，且过大的负载电阻也会使整个混频器的工作电压和功耗上升，所以RL不宜过大；而因此需通过选取适当的转换增益来对RL和GM进行选取。开关管M1～M4的沟道尺寸通过使栅极过驱动电压VGS-VTH的值在0．1～0．3V之间时根据式(7)确定，而M5、M6的尺寸可通过GM和适当的漏电流Id，再根据式(6)来求得。故混频器的设计中需要将转换增益、线性度、噪声系数、功耗等性能指标之间进行折中，来实现整体设计的最佳性能。