基于MAX668/MAX669的升压型DC/DC变换器的设计

34确定峰值电感电流

峰值电感电流为

ILP=ILDC＋ILPP/2（3）

式中：ILDC为平均直流输入电流；

ILPP为电感峰卜逦撇ǖ缌鳌ILDC=（4）

式中：VD为肖特基整流二极管D1的正向压降；

VSW为外部FET压降。

当导通时ILPP=（5）

式中：L为电感量。

选择的电流饱和值应该等于或高于计算值。

另外电感应该有尽可能小的电阻值，该电阻的耗能为

PLR=(IOUT×VOUT/VIN)2×RL（6）

式中：RL为电感串联等效电阻。

当确定峰值电感电流值后，根据器件的电气特性得知在最坏情况下的最小电流限制阈值电压为85mV，由最大负载电流下的电感峰值电流可得电流检测器电阻为

RCS=85/ILP(mΩ)(7)

当峰值电感电流大于1A时，必须利用开尔文传感器的连接型式将RCS连接在CS＋和PGND之间,PGND和GND连接在一起。

3.5功率MOSFET的选择

需要选择N沟道的MOSFET，在选择时主要考虑

1）总的门极电荷Qg；

2）反向传递电容或电荷CRSS；

3）通态电阻RDS（ON）；

4）最大的VDS(max)；

5）最小的阈值电压VTH(min)。

当频率高时，Qg和CRSS对效率的影响更大一些，为主要考虑对象。Qg同时影响器件的导通电流

IG=Qg×fOSC（8）

36二极管的选择

高频率要求选择快速二极管，推荐使用肖特基二极管，因为其具有快恢复时间和低的正向压降。二极管的平均电流额定值需满足下式计算值ID=IOUT＋（9）

二极管的反向击穿电压必须高于VOUT。当输出电压高时，可选用硅整流管。

37输出滤波电容

最小的输出滤波电容为COUT(min)=（F）（10）

式中：VIN(min)为最小期望的输入电压。

输出纹波主要由电容等效串联电阻ESR决定，一般取2～3倍的COUT(min)。此时输出纹波电压为

VRI(ESR)=ILP×ESR（11）

38输入电容的选择

输入电容CIN可以减小电流噪声和输入电源的电流峰值。输入电容值主要由输入电源的等效阻抗值决定。阻抗越大，电容值越大，一般选择输入电容值CIN与输出电容值COUT相等。

39旁路电容

在REF和GND之间连接1个022μF的旁路电容，在LDO和GND之间连接1个1μF的旁路电容，在VCC和GND之间连接1个01μF的旁路电容，而且所有的旁路电容离管脚越近越好。

310补偿电容

由于输出波电容的等效串联电阻ESR将在控制环中增加1个左半平面零点，影响稳定性，因此在FB和GND之间需要连接一个补偿电容CFB，CFB与反馈等效电阻作用形成一个极点，从而抵消ESR引起的零点。因此补偿电容值为CFB=COUT×（F）（12）

式中：R2和R3为反馈电阻。

实际取值可以为计算值的50％～150％。

4结语

MAX668/MAX669可广泛地应用于升压型、SEPIC、反激型和隔离型等多种拓扑结构，在选择运行模式和芯片时，有几点需要注意：

1）当VIN低于27V时，必须选择MAX669芯片且连接为自举模式。当输出电压始终不高于55V时，LDO需要与VCC短接，使LDO调压器失效，以消除LDO的压降。

2）当VIN高于30V时，尤其是输出电压较高时，采用非自举模式可以减少芯片静态损耗，同样当VIN始终不高于55V时，LDO需要与VCC短接，使LDO调压器失效，以消除LDO的压降。

3）当VIN在3.0～4.5V之间时，若连接为自举模式，尽管增加了静态功耗，但可以提高门极驱动能力，减小MOSFET的通态电阻，从而提高系统的效率。

4）当VIN始终高于45V时，采用非自举模式较好，因为此时若采用自举模式，不会增加门极驱动能力，但是额外地增加了芯片的静态功耗。