LCD TV超级IP应用的解决方案

　　在现今的 LCD TV 逆变器设计中，设计人员往往希望能找到效率高但成本最低的解决方案。采用传统的拓扑结构很难在不增加成本的情况下提高效率。超级逆变器或高压逆变器正是针对这一问题的一个可行的解决方案，因为这些解决方案省掉了主输出所需要的整流线路。目前有许多不同类型的超级 IP 拓扑，本文主要介绍其中一种，如图 1 所示，适合用于26 英寸 4 U形灯管 LCD TV。

　　在上图所示的超IP模块中，为了提高总体效率并节省成本，功率级和逆变器级都被整合在同一个级中。半桥模块直接由 PFC 380V 输出的初级端供电，T2是初级和次级间的隔离变压器。谐振电路由 T2、T3、T4、T5 和 T6 以及 CCFL电容串联而成，把方波电压转换为正弦输出，以驱动CCFL。

　　电流平衡

　　目前，U形灯管为平板供应商所普遍采用，以降低成本和功耗，但U形灯管的两个接线端 P1 和 P2 都需要工作在很高的电压之下。不过，由于不能通过工作在高压下的灯管两端直接串联电阻来检测灯管电流，灯管电流的检测非常困难。而且，由于灯管电阻的离散性也使控制4个U形灯管的电流平衡不容易。

　　逆变器谐振回路包含了一个逆变器变压器、变压器次级漏感、灯管等效工作电阻和谐振电容，以及灯管寄生电容Clamp。图2所示为灯管电流值随频率变化的关系曲线。

　　有趣的是，在图2中，当Rlamp从100K 变化到1M欧姆时，所有的灯管电流RMS值曲线相交于f0点(谐振点)。f0 (谐振点)由L3和Clamp、C9 及 C10决定。这意味着如果工作频率接近f_{0}，就很容易获得电流平衡。

　　图 3 所示为简化的逆变器灯管电路，包含了逆变器变压器漏感、与外部电容并联的灯管寄生电容C，以及灯管等效电阻R。 灯管电流传递函数 I(R) 表示如下：

　　I_{R}(ω)=frac{V_{R}(ω)}{R}=frac{VS(ω)}{ωL+frac{R×frac{1}{jωC}}{R+frac{1}{jωC}}}×frac{R×frac{1}{jωC}}{R+frac{1}{jωC}}×frac{1}{R}
　　=frac{VS(ω)}{R(1-ω^{2}LC)+jωL} (2.1)

　　如果ω^{2} LC=1，则I_{R}(ω)=frac{VS(ω)}{jωL}，与灯管的R值无关，我们就获得一个恒定电流输出的逆变器。灯管电流 RMS 值由 Vs、逆变器变压器泄漏电感L，以及由灯管寄生电容并联外接电容共同组成的电容C 决定。此外，我们还知道，若Q=frac{R}{ω_{0}L}足够小，则f_{0}=frac{1}{2πsqrt{LC}}点附近，不同灯管阻抗的电流曲线靠得越近。

　　半桥MOSFET开关的特性

　　另一个问题有关半桥MOSFET 的导通尖峰。图4所示为小占空比仿真波形。当高端MOSFET(S1)或低端 MOSFET(S2) 导通时，会出现很大的电流尖峰。S1和S2的导通损耗非常大，效率不理想。开关噪声也是一大挑战，因为它会降低系统总体可靠性。

　　首先，假设半桥负载是电感性的，电流波形滞后于电压波形，D6 是高端 MOSFET S1 的体二极管，D7 是低端 MOSFET S2 的体二极管。

　　t0->t1：在 t<t0 之前，S2 导通，变压器初级电流 IR65 为负；当 t=t0 时，S2 断开，电流 IR65 致使 C46 充电，C45 放电，开关结点 Vs 电压被充电至380V+0.7V@t1。

　　t1->t2：D6开始导通，变压器初级端电流为380VDC输入功率充电，电流降至0@t2。
　　t2->t3：D6断开，C15、TX6 初级端电感、R65 和 C45/C46 之间的谐振开始，开关节点 Vs 电压减小到负值，首先使 D7 导通，然后 Vs 电压变为正值。

　　t3->t4：死区结束，高端栅极驱动器导通 MOSFET。MOSFET Ids 出现大电流尖峰。
　　为了减小电流尖峰，需要把V7 和 V8的导通占空比提高到近 50%，这样S1 和 S2 就成为零电压开关 (ZVS)，从而可以在半桥开关节点获得方波电压。

　　飞兆半导体可投产的电路板
　　图 5 是飞兆半导体针对 26 英寸 4 U 形灯管 LCD TV 开发的总体解决方案的模块示意图。

　　该电路的主要规格如下：

　　· 灯管典型工作电压：1920VRMS
　　· 灯管典型工作电流：7.5mARMS
　　· 灯管启动电压：3180Vrms@ Ta = 0℃
　　· 灯管典型工作频率：56KHz
　　· 背光典型功耗：54W
　　· 音频放大器输出 12V/3A，USB 输出 5V/3A
　　· 待机功耗 <0.75W@AC240V，对 MCU 为 5V /0.2A
　　· 灯管开路保护、灯管短路保护、灯管过压保护
　　· 电流平衡：<±10%

　　选择背光 PWM IC FAN7313 的原因在于能够利用外部信号为串并联谐振转换器提供所有控制功能，如软启动、灯管开路调节、灯管开路保护、过压保护、短路保护、UVLO、以及同步电路。同时能够减少外部组件数，通过集成降低系统成本，并且支持模拟和间歇调光两种工作模式。

　　FAN7313 为串并联谐振转换器和脉宽调制 (PWM) 控制器提供了开发电源电压所需的全部控制功能。

　　设计步骤 

　　设置第一级变压器T4规格

　　T4把初级端接地与次级端接地分隔开来，并把380V PFC电压转换为±80V的交流中压输出，作为二级变压器的输入。T4初级电感应该足够大，以使C50 和 T4初级谐振频率比工作频率56K小得多，从而让半桥转换器的电感负载实现ZVS。

　　首先，我们选择C50=0.47μF/400V，设置 C50 和 T4初级电感L谐振频率为7KHz，远低于工作频率56KHz。T4初级电感为：

　　L=frac{1}{(2πf)^{2}C_{50}}=frac{1}{(2×π×7kHz)^{2}×0.47μf}=1.1MH

　　选择T4初级电感= 1mH，EER28L磁芯，A_{e}=82mm^{2}，T4最小初级线圈匝数为：
　　N_{p min}=frac{V_{in}×?t_{max}}{?B×A_{e}}=frac{190V×8.9μs}{0.35T×82mm^{2}}=58.9

　　我们选择Np=60匝，T4次级匝数为：
　　N_{S}=frac{N_{P}×V_{S}}{V_{P}}=frac{60×80V}{190V}=25.2

　　我们选择Ns=26匝，则次级输出电压为
　　V_{S}=frac{N_{S}×V_{P}}{N_{P}}=frac{26×190V}{60}=82.3V

　　设置第二级变压器T5规格

　　T5、T6、T7、T8都是相同的变压器，用以把方电压转换为平方波电压，再转换为正弦波输出，驱动CCFL。

　　首先，我们设置次级谐振电路频率f0=65kHz，Q=1，由式(2.2)，泄漏电感为：
　　L_{l}=frac{R}{ω_{0}Q}=frac{256k}{2×π×65kHz×1}=0.627H

　　选择L_{l}=0.6H，EEL17 磁芯，A_{e}=22mm^{2}，T5最小初级匝数为：
　　N_{P?min}=frac{V_{in}×Δt_{max}}{ΔB×A_{e}}=frac{82×3V×8.9μs}{0.2T×22mm^{2}}=166.4

　　把T5输入方波转换为正弦波，正弦波RMS电压为：
　　V_{rms}=frac{sqrt{2}}{π}V_{in}sin Dπ=frac{sqrt{2}}{π}×164×6V×sinfrac{π}{2}=74.1V

　　根据式(2.3)，变压器匝数比为：

　　至于最小初级线圈匝数，最小线圈匝数比和泄漏电感，我们据此能够确定初级线圈匝数、匝数比和磁芯间隙，获得所需的泄漏电感。对于这一应用，初级线圈匝数为 178T，次级线圈匝数为 4200T，匝数比为 23.6。

　　确定所需的输出电容C51、C77

　　假设每个 U 形灯管的寄生电容为 5pF。每个寄生电容与一个输出电容有效并联。输出电容 C51 为：

　　我们选择 C51 和 C77=10pF。

　　小结

　　随着消费者对高效低成本 LCD TV 的需求不断增长，高压逆变器必需以最低的成本提供高效率。本文探讨了创新的解决方案，整合了功率级和逆变器级，在 PFC 模块之后无需传统的 DC-DC 模块。利用这种先进的拓扑，LCD TV 系统的效率和可靠性都得到大幅度提高，同时又降低了系统总体成本。