基于控制器iW2202的数字开关电源原理与设计

0    引言

    iWatt公司推出的数字开关电源（SMPS）控制器iW2202，采用新发明的脉冲串（Pulse TrainTM）数字控制技术，使电压、电流和功率因数校正（PFC）可独立控制。iW2202利用实时波形分析决定电路关键参数，仅利用初级反馈进行输出电压调节，从而消除了光耦合器和回路补偿。基于iW2202的PFC升压与回扫整流器/能量存储DC/DC（Boost Integrated with Flyback Rectifier/Energy storageDC/DC，简写为BIFRED）单级、单开关拓扑，提供97％的功率因数，输入谐波电流符合EN610032限制规定。在85～270V的AC通用线路输入和100：1的负载变化条件下，效率可高于85％。零电压开关（ZVS）操作和临界不连续导电模式（CDCM），提供最低的导通损耗，消除了周期之间的死区时间。与传统技术比较，可使回扫变压器在较低的磁通电平上工作，产生较小的磁芯损耗。智能跳越（Smart Skip）模式提供低待机功耗，符合“蓝天使”规范。

    基于iW2202的离线数字电源，输出功率可达150W；适用于LCDTV、AC/DC适配器和电池充电器等。iW2202也可应用于荧光灯电子镇流器。

1    工作原理

    iW2202采用8引脚SO封装，芯片电路组成框图如图1所示。其中，脚2～脚5均为模拟输入，脚8为数字输出。

图1    iW2202的芯片电路组成框图

    基于iW2202的基本拓扑如图3所示。

图2    BIFRED电路

    图2所示的基本拓扑为BIFRED结构。BIFRED拓扑为升压变换器与隔离回扫变换器相组合的单级、单开关拓扑，仅需用很少量的元器件，则可获得功率因数校正。

图3    基于iW2202的基本拓扑

1.1    PFC的实现

    在图3所示的BIFRED电路中，利用不连续模式升压变换器获得PFC。升压变换器电容C1驱动一个回扫（反激）变换器。在PFC开关S1导通期间，从AC线路传输的能量被存储在升压电感器L1中。同时，来自C1的能量被存储在回扫变压器T1初级NP中。在S1关断期间，在T1初级绕组NP中的能量传输到输出，同时，在L1中的能量对C1充电。

    如果L1和NP中存储的能量在AC线路半周期内的平均值相同，C1上的电压将保持不变。采用iW2202驱动S1，则可以实现这一目标。与传统变型的PFM控制器比较，采用iW2201可以避免大容量电容器上的高电压应力问题。自适应Pulse Train调节，可使电容C1上的电压保持在400V以下，允许C1采用400V的电容器。

    由于升压级和回扫级工作于不连续模式，在每个开关周期内，两个电感器（L1和NP）完全复位一次。存储在L1中的能量全部传送到C1，在C1中存储的能量全部传送到负载。基于iW2202的电源对于AC线路呈现一个电阻性负载，AC线路功率因数接近于1，在桥式整流器输入端产生与AC输入电压同相位的正弦电流，如图4所示。

图4    经过PFC的AC输入电流和电压波形

1.2    脉冲串（Pulse Train）调节

    与利用PWM或PFM获得电源输出电压调节不同，Pulse Train控制输出电压是通过功率脉冲的存在实现的。如果输出电压低于预设置电平，功率脉冲将连续发射，直到输出达到所期望的电平。如果输出电压高于正常值，感测脉冲将取代功率脉冲，如图5所示。

图5    功率脉冲、感测脉冲及在辅助绕组上反射的次级电压

    在辅助绕组上的电压VAUX，在关断周期结束附近点上被检测，并与门限电平相比较。如果VAUX高于其门限（1.2V），紧接感测周期。如果VAUX低于1.2V，接下来的则是功率周期。感测周期与前边的功率周期时间相同，但其导通时间仅为功率周期导通时间的1/4，感测脉冲的峰值电流仅为功率脉冲的1/4。因此，感测周期传送的能量仅为功率周期的1/16。在非常低的负载条件下，没有功率脉冲发送，通过跳越周期仅发送感测脉冲。为保持输出电压调节，Pulse Train控制器使功率脉冲与感测脉冲之比率最佳化，Pulse Train并不取决于脉冲宽度。脉冲频率和占空因数可以变化，但不会影响电压调节。

1.3    实时波形分析

    iW2202利用实时波形分析确定电路的关键参数。在开关截止期间，在变压器辅助绕组（NAUX）上的反射电压，反映了次级电压、变压器漏感及变压器复位时间、谐振频率和次级整流二极管特性等信息。在每个周期截止期间，辅助绕组上的反射电压被检测，以确定次级电压、变压器复位时间和最佳ZVS点及接下来的周期脉冲类型。因此，无须光耦合器反馈。

    传统电压调整器感测的是在多周期上的平均电压，必然丢失大量的信息并引入延时，使控制器响应变缓。实时波形分析从目前周期决定下一个开关周期，时间延迟非常短，远小于单个周期的关断时间，从而增强了系统稳定性，无须环路补偿，简化了电路设计。

1.4    零电压开关（ZVS）

    iW2202的Pulse Train利用在断续模式引起的谐振（振铃）获得ZVS。在变压器次级电流降至零之后发生谐振，表示从功率传送到开路条件的过渡。图6所示为辅助绕组上的电压和ZVS。

图6    辅助绕组上的电压和ZVS

    从图6可以看出，后传导谐振是一种阻尼振荡。在振荡信号的第一个周期上接近于0V时，很容易获得ZVS。ZVS时间tZVS在感测周期被测量，并且tZVS=(t2－t1)/2。在获得ZVS时，还得到临界不连续导电模式，从而消除了周期之间的死区时间。与传统技术方案比较，变压器可以在较低的磁通电平上工作，从而有较小的磁芯损耗，获得较高的效率。

    Pulse Train仅利用初级反馈检测次级电压，无须使用光耦合器。iW2202提供恒定峰值电流控制，不会出现电流问题。SmartSkip模式是提供低待机功耗，符合“蓝天使”规范。

2    基于iW2202的SMPS电路及其设计

2.1    基于iW2202的SMPS电路

    图7所示为基于iW2202的SMPS电路。其中，L1、C1和D6组成BIFRED升压/回扫拓扑。D6为阻塞二极管，C1为回扫变压器提供能量。变压器T1的回扫绕组NP为负载提供功率，在辅助绕组NAUX上的反射电压借助于实时波形分析电路被利用。辅助绕组还为iW2202提供电源，具体电路由NAUX、D1、C4和启动单元组成。D4、D3和C3组成缓冲（阻尼）电路。R7和R8组成分压器，用作感测AC线路电压。R4、R5和R6组成电流感测电路，电阻值设置峰值初级电流。

图7    基于iW2202的数字SMPS电路

2.2    设计实例

    若图7所示的电路用于膝上电脑电源，AC输入电压范围为85～265V，输出电压VOUT=19V，输出功率Po=70W，效率η=0.80，具体设计步骤如下。

2.2.1    变压器T1初级与次级绕组匝数与变比n的确定

    设次级整流二极管D5的正向电压降为0.7V，次级电压Vs则为19.7V(19V＋0.7V)。Vs反射到初级的电压则为nVs。开关S1的最大漏极电压Vd(max)可设置在500V，变换器最大输入电压为VAC(max)，于是Vd(max)值为

    Vd(max)=VAC(max)＋nVs

    由此可得

    n==≈6

2.2.2    确定初级峰值电流Ipk

    在最低AC线路电压（85V）下可产生最大的（平均）输入电流Iin(max)，其值为

    Iin(max)===0.728A

    在最低AC线路电压下，开关最大导通时间ton_II被设置在5.5μs。由于Vpton=nVstoff，所以关断时间ton_II为

    ton_II===5.6μs

    在最低AC线路电压下的占空因数D_II为

    D_II==0.495

    由于初级电流呈三角波，峰值电流为平均值电流的2倍，即

    Ipk=2(Iin(max)/D)=2×(0.728/0.495)=2.94A

2.2.3    Ipk电阻的选择

    iW2202脚Isense内部电压放大器增益Gv=5，参考电压Vref=1.2V。若选择电流感测电阻R6=0.1Ω，其峰值电压降Vpk=IpkR6=2.94×0.1=0.294V。若选取R4=2.2kΩ，R5值则为

    R5=R4(VpkGv－Vref)/Vref=2.2×103(0.294×5－1.2)/1.2=495Ω

2.2.4    初级绕组电感值的确定

    初级绕组电感值Lp由升压变换器最低输入电压、最大导通时间和峰值电流确定，即

    Lp=Vin(min)ton(max)/Ipk=×85×5.5×10－6=225μH

2.2.5    脚Vaux上部电阻R1和R2的选择

    设iW2202电源电路中二极管D1的压降为0.6V，辅助绕组上的电压VAUX=12V＋0.6V=12.6V。次级和组之间的匝数比为

    Ns/NAUT=19.7/12.6

    R1和R2将VAUX分压并经肖特基二极管D2箝位，馈送到iW2202的脚4。电压调节由R1与R2组成的分压器和iW2202内1.2V的参考电压控制。在iW2202脚4上的电压与实时波形分析电路相比较，若它在该电平以上，接下来的周期为感测周期。若它低于该电平，紧接功率周期。

    辅助绕组两端的电压为

    VAUX=Vref(R1＋R2)/R2

    由此可得

    R1/R2=VAUX/Vref－1=12.6/1.2－1=9.5

    若选择R2=1.1kΩ，R1则为10.45kΩ。

2.2.6    PFC升压电感器L1和电容C1的选择

    在BIFRED拓扑中，L1与Lp之间的关系为

    L1=ηLp/2

    由于η=0.8，Lp=225μH，故L1的电感值为

    L1=0.8×225/2=90μH

    C1可按2μF/W选取，由于Po=70W，C1的容值为

    C1=2×70=140μF

2.2.7    AC线路电压感测电阻R7与R8的选择

    R7与R8组成分压器，用作感测AC电压。应用手册里，iWatt公司推荐R7=500kΩ，R8=1kΩ。

3    结语

    基于iW2202