如何正确理解半桥逆变电路的工作原理

引言

半桥逆变电路是电子镇流器和电子节能灯中最常用也是最基本的电路，正确地理解它的工作原理，将有助于我们合理地选择元器件如磁环变压器、扼流电感、启动电容等元件的参数，正确地安排三极管的驱动电路，以降低它的功耗与热量，提高整灯的可靠性。遗憾地是过去受观测仪器（如示波器）和测试手段的局限，我们无法观测到电路中关键点如三极管各个电极电流的正确波形（如文献4的电流iB、ic的起始波形就是错误的），因而无法作出符合实际情况的定量分析和判断，以至形成一些错误的概念。最近看到深爱公司叶文浩先生发表在中国照明电器（刊载于04年11、12期）的文章，受到不少启发，到欧普照明公司后，利用比较先进的示波器TDS5000，对电路关键点的电流和电压波形，进行了仔细的测试，感到认识上有所提高，澄清了过去不少胡塗概念，特撰写本文，抛砖引玉，与叶先生商榷，并就教于国内方家。

一． 三极管如何由导通变为截止（以VT2为例）

不论是用触发管DB3还是由基极偏置电阻产生基极电流iB2(后者用在基极回路中带电容的半桥逆变电路中)，两种触发方式中的哪一种，在接通电源后，都会由于iB2的出现而产生VT2的集电极电流ic2，通过磁环变压器的正反馈，引起电压vBE2上升, iB2进一步增加, ic2也随之增加。出现以下的连锁反应：

这种再生反馈的结果，产生了雪崩效应，三极管迅速导通并饱和(在半桥逆变电路正常工作期间, 三极管VT1或VT2如何由截止变成导通的原因，我们将在后面文章中加以讨论)。导通后的三极管可以看成闭合的开关，三极管的电流ic2不再受基极电流iB2控制，而仅由外电路元件的参数来确定。

在三极管开始导通的一段时间内，ic2增加，通过磁环变压器绕组间的正反馈使磁环绕组N2上的感应电动势增加，vBE2及 iB2均增加，由图2知，iB2同磁环绕组N2上的电压vN2基本上式中i是流过磁环变压器次级绕组N2的电流。在磁环未饱和时，vN2也与磁环变压器原边绕组的电流、即电感L2的电流变化率成正比。在所讨论的情况中，电感L2的电流就是VT2的集电极电流ic2。我们知道，L值与磁环的磁导率μ成正比（L还与磁环的尺寸和其绕组的圈数有关），磁环的磁导率μ开始随流过它的励磁电流（这里就是集电极电流ic2或流过电感的电流）的增加而增加，在电流为某一数值后达到最大值，以后随电流的增加而下降。至于电流变化率di/dt出现最大值的时刻则与电流变化规律有关，例如如电流按正弦规律变化，则di/dt 在i=0时为最大。一般在半桥逆变电路中，在i较小时，di/dt为最大。因此，磁环变压器绕组的电压先是随ic2的增加而增加，在电流ic2到达最大值之前的某一数值达到最大，并出现一个峰值（如图2a中的直线所示），同样vB2、iB2也出现一个峰值（如图2b、 2c的直线所示，它们和vN2出现峰值对应于同一时刻）。随着ic2的增加，磁环的磁导率μ下降，其绕组上的电压vN2及基极电压vB2将下降，iB2亦下降。在iB2为正值且下降为零之前，在基区中存储了大量的少数载流子，没有通过集电结被及时拉走，管子处于饱和状态。不难看出，如磁环绕组上电压出现峰值的时刻较晚，管子导通时间就会拉长；反之，管子导通时间会缩短。所以，从某种程度上，磁环绕组上电压出现峰值的时刻早晚（与磁环的材料性质、尺寸有关），会影响半桥逆变电路的工作周期和频率。

在磁环绕组的电压出现峰值以后，随着ic2的增加，磁环的磁导率μ进一步下降（极端的情况下，当电流太大时，磁环甚至可能饱和，磁导率μ会很小）以及di/dt的下降，磁环绕组上的电压将急剧下降，出现了磁环绕组N2上的电压vN2低于vBE2的情况（图2b中vBE2曲线有一段高于vN2曲线）。这一点十分重要，它会使基极电流iB2反向，从基区流出，变为负值（实际上是基区中多余的少数载流子—电子、跨越发射结返回到发射极，电子从基极流向发射极），与正常的基极电流iB2方向相反，如图2c所示。正是依靠这个反向电流−iB2的帮助，使基区多余的电子消失，三极管VT2得以从饱和状态退出，进入放大状态，所用的时间即为管子的存储时间ts（通常我们定义从iB2变负开始起、到管子由饱和退出变为放大状态所用的时间称为管子的存储时间，它和管子参数及其激励程度即饱和的深浅有关）。一旦管子进入放大状态，电流ic2的下降，就会通过磁环变压器的正反馈使iB2减小，ic2进一步减小。由于这种再生反馈的结果，使集电极电流ic2很快由某一较大值跳变为零、而三极管VT2由导通变为截止。这时，我们在示波器上看到ic2波形后沿中有一个向下的跳变，变化很快，所用的时间是很短的（图2a）。

由于iB2变为负值，以及iB2、ic2 、iE2之间满足iE2═iB2+ic2的关系，发射极电流iE2会在其峰值附近出现一个向下的凹陷，凹陷的开始点同基极负电流的开始点是一致的，在观察发射极电阻上的电压（即发射极电流iE2）波形时，很容易看到这种情况。

从本节的讨论中可以得出以下结论：

1．1 管子由导通变为截止的过程，并不像过去普遍所认为的那样，靠磁环饱和使各绕组感应电动势变为零造成的；而是由于在管子饱和后的某一时刻，磁环绕阻上的电压低于管子的基极电压，出现了反向的基极电流，使管子退出饱和，进入放大状态，ic减小，并通过外电路的正反馈使ic进一步减小，结果管子由导通变为截止。

实际上，磁环是否饱和并不是半桥逆变电路中两个管子转换的必要条件，在这点上我与叶工的文章深有同感。大家知道，在有的电路中VT1 、VT2基极驱动是由绕在电感的两个副绕组产生的。显然，工作时电感是不能饱和的，又如在推挽电路中也未用到可饱和的磁环变压器，这都从另一侧面证实了上述论点。

1．2 管子（在本例中为VT2）的导通时间的长短与以下因素有关：磁环感应电动势到达其峰值时间的早晚（它取决于磁环材料的性质及其尺寸、流经电感电流的变化率di/dt的变化趋势）、管子基极驱动电流iB的大小即管子饱和的深浅、管子开关参数中存储时间ts的长短，以及外电路元件参数等诸多因素有关。

一般说来，磁环的厚度愈厚，则磁环感应电动势到达其峰值时间愈晚；磁环的匝数愈多、磁导率μ愈大，则三极管的基极驱动愈厉害，饱和程度愈深，而其退出饱和所用的时间也愈

3长，这时，半桥逆变电路的工作频率愈低。

加大发射极电阻RE，增加其负反馈作用，三极管不易饱和，工作频率将变高；加大基极电阻RB，减小基极驱动电流iB，三极管也不易饱和，工作频率亦将变高。

在同样匝数下，减小磁环的尺寸（外径及厚度），则磁环感应电动势到达其峰值的时间提前，电路的工作频率将变高。电感L2的 数值越大，流过它的电流iL变化越慢，电路的工作频率将越低。至于灯管的等效电阻及启动电容对电路的工作频率的影响，在分析了半桥逆变电路的等效电路以后，我们可以从推导所得出的数学表达式知道其变化规律。

二．三极管如何由截止变为导通（以VT1为例）

从上节的讨论中我们知道，VT2在由导通变为截止的快速变化过程中，管子处于放大区，iC2会逐渐减小。由于反馈，使磁环绕组N2上的电压由大变小，并改变极性，结果绕组N2上的电压上负下正，而绕组N1上的电压上正下负，vN1变正，从而使VT1的基极电压也变正，但VT1并不马上就能由截止变为导通，而延迟一段时间，如同图2a中iB2比vN2延迟一段时间是一样的。为何延迟一段时间，我们在后面讨论续流电容C4的作用时会看到，它是由于电容C4充电（或放电）的持续时间所造成的。

在vBE1变为足够正时,VT1的BE结及 BC结均变为正偏, 较大的正vBE1值除产生正向的基极驱动电流iB1、、向基区注入大量的电子外，还产生由基极流向集电极的反向电流−ic1，此电流由集电极流出，经C7流入灯管，同先前VT2流过灯管及电感L2的电流ic2方向是一致的，两者共同组成灯管电流。在这里，反向集电极电流−ic1的流通路径是：由VT1集电极经C7、灯管、电感L2、磁环绕组N3、N1及电阻R3（或通过接于VT1的BE结的反向二极管）流回基极。在集电极电流-ic1反向流通（ic1≤0）的时间内，三极管VT1可以看作两个背靠背连接的PN结，在CE之间两个PN结的压降是相互抵消的，因而总的压降很小。以后ic1逐渐加大，由较大的负值变为较小的负值，再变为零，又进一步变为正值。但由于BE结的正向电压vBE1很大，iB1、使三极管处于深饱和，这样，ic1≥0时，vCE1仍然很小，如图3所示（图中ic 受到一些干扰，ic=0不是一条水平线，但可以看出，有ic时，vCE≈0）。由此可见，在三极管VTI导通的全过程中，CE之间的压降是很小的，管子可视为短路，而不问其电流为正或负。

在三极管VT1导通时，其ic1变化的规律同先前讨论的VT2集电极电流ic2的波形是一样的，仅在时间上相差半个周期而已。

从本节的讨论中，我们可以得出以下结论：

2．1 半桥逆变电路的转换过程是这样的：在VT1截止、VT2导通时，先是利用反向基流-ib2使VT2从饱和退出、进入放大状态、集电极电流减小，利用外电路的再生反馈、在极其短暫的时间内，使VT2由导通变为截止、VT1由截止变为导通，并在大约半个周期的时间内，维持这一状态。然后，又依靠反向基流-ib1使VT1从饱和导通状态退出、进入放大状态、再一次利用外电路的再生反馈、在极其短暫的时间内使之由导通变为截止，并在大约半个周期内维持VT1截止、VT2导通状态。如此周而复始，往复循环，完成一连串的振荡波形。

可见，在半桥逆变电路的一个开关周期的大部分时间内，总是处于一个管子截止，另一个管子饱和导通的状态。只有在由饱和转换为截止的短暫时间内，管子才处于放大状态，它在一个开关周期中，在时间上所占的比例是很小的。在宏观讨论外电路的电压及电流波形时，把两个三极管分别看作短路或开路，所引入的误差是很小的。

2．2 三极管一旦导通，先是在ic为负值时把它看作是两个背靠背连接的PN结，在CE之间，两个PN结的压降相互抵消，而当ic变为正值后又进入饱和状态。这样在有集电极电流ic出现时，vCE基本上等于零（图3）。三极管可以看作短路，基极失去对集电极电流的控制作用，仅由外电路的参数来控制集电极电流的大小。

有的学者把半桥逆变电路当作功率放大器来分析，并把后面的LC网络当作阻抗匹配网络来看待，显然与实际情况相悖，文章作者所举的计算实例，令人感到有点生拼硬凑、牵强附会，根本无法从大多数实际电路参数中得到印证，因而是不能令人信服的。

三．电容C4的续流作用

从图3中可以看出,两个管子的导通时间均小于半个周期,在两个管子的电流之间存在一段死区时间,这是为避免两个管子同时导通而烧毁所必需的。但是，在外电路中流过灯管的电流又必须是连续的交变电流，如何采取措施来解决这个矛盾呢？人们巧妙地利用电容电流可以突变的特性，通过图1中电容C4的续流作用，产生正负相间的脉冲,来填充电流ic1、ic2波形之间的缺口,保证流过灯管的电流是连续的。

下面我们就来分阶段讨论C4的作用：

由电解电容C3送出的电流经电容C7、灯管（以RLA表示）、电感L2和VT2到地，这时C4的电压基本上等于电源电压（即C3上的电压VDC），其极性为上正下负，灯管电流由右向左流，如图4a。 5

3．2 当VT2已截止、而VT1尚未导通时

由于VT2电流减小，电感L2上的感应电动势的极性为左正右负，电容C4将与电感L2串联对C7充电，而C4本身放电，此时电流流通路径如图4b所示。放电电流ic4的方向由下而上流，它接过VT2截止时ic2的向下跳变，维持流过灯管的电流，但一旦VT1导通时，vCE1很小，它电容C4相并联，C4的电压立刻下降为零，C4的放电电流ic4亦跳变为零。可见C4的放电电流是一个脉冲波，它的前沿幅度等于VT2截止时ic2的向下的跳变值，而其后沿幅度等于VT1开始导通时ic1的向下的跳变值。ic4流经灯管电流的方向与下管VT2流过灯管电流的方向是一致的，它对 电流ic2的正半周是一个接续和补充，从而补足了电流ic1、ic2波形之间的缺口，保证流过灯管的电流是连续的。在ic2出现向下跳变时，vN1、 vBE1有向上跳变，但只有C4的续流电流ic4跳变为零时，才有基极电流ib1及集电极电流ic1，所以ib比 vN1延迟一段时间，它恰好等于电流ic4的脉冲宽度。

3．3 当VT1导通时

在VT1导电之初，ic1是负的，电流的流通路径与方向与图4b相同，不过由VT1代替电容C4的作用而已。一旦ic1≥0，则电流的流通路径与方向如图4c所示。灯管电流由左向右流，电流反向。电流ic1与ic2的波形是相似的，仅在时间上相差半个周期。这时，由于VT1导通并饱和，C4上电压为零，不存储有电荷。

3．4 当VT1已截止、而VT2尚未导通时

由于VT1截止，电容C4将被充电，充电电流ic4接续了电流ic1。电流ic4流通路径如图4d，其方向是由下而上的，与先前图4b中C4的放电电流方向相反，因而是一个负脉冲。该脉冲的前沿幅度等于ic1向下的跳变值，而其后沿幅度则等于VT2开始导通时ic2的向下的跳变值。因为一旦VT2导通，vCE2≈0，C4电压立即上升到VDC，结束充电电流，并形成陡峭的后沿。以后VT2导通，便恢复到3．1的情况。

由以上讨论可以知道：VT1、VT2 的电流是交替出现的，中间有一个缺口。利用电容电流可以突变的性质，由C4的电流加以补充，使流过灯管的电流是一个连续的接近正弦或按指数轨律变化的曲线。在图4e中那个正负相间的脉冲，就是由C4提供的，它恰好填补了两个集电极电流缺口。

综合以上三节讨论，我们可以作出以下结论：

A．在一个开关周期中，三极管VT1、VT2 的基本上可以看作是工作于开关状态，或是饱和导通，或是截止关断，并非处于C类放大状态，只有在由饱和导通转为截止的短暂时间内才处于放大状态。

B．电路的工作频率或管子导通时间的长短与磁环上感应电压到达其峰值的时间的早晚、管子基极驱动电流的大小、其饱和程度的深浅和存储时间的长短，以及外电路元件的参数等有关。

C．两个三极管VT1、VT2 的电流与电容C4的续流电流共同构成一个连续波形，提供给灯管，使之正常发光。如果把C4的电流当成三极管的电流的一部分，无源半桥C7、C8上的电压看作直流电压，分别为VDC/2（或E/2），有源半桥VT1、VT2分别看作是短路或截止，其中点对地电压为理想的矩形方波，幅度为E/2，那么半桥逆变电路的等效电路可简化为图5的形式。图中，A、B分别为两个半桥中点，uAB是它们之间的电压，R即是灯管的等效电阻RLA，等于管压/管流之比，这里为简化计，以R表示之；L为扼流电感，即图1中的L2；C为启动电容（有的文章把C7作为谐振电路的一部分来分析，显然是错误的），即图1中的C6。