基于提高数字无桥PFC拓扑的高性能电源设计性能分析

就一个在稳态工作的升压型转换器而言，升压电感的二次电压应在每一开关周期内都保持平衡：

通过(3)式，平均电感电流Iave被表示成瞬时开关电流Isense.期望电流Iave和Isense为电流控制环路的电流参考。检测到实际的瞬时开关电流后，与该参考对比，误差被送至一个快速误差ADC(EADC)，最后，将数字化的误差信号传送至一个数字补偿器，以关闭电流控制环路。动态调节环路补偿器

总谐波失真(THD)和功率因数(PF)是两个判定PFC性能非常重要的标准。一个好的环路补偿器应该具有较好的THD和PF.不过，由于PFC的输入范围非常宽，它可以从80Vac扩展至高达265Vac，因此，在低压线路拥有较高性能的补偿器，在高压线路上可能无法很好工作。最好的方法是根据输入电压相应地调节环路补偿器。这对模拟控制器来说，可能是一项不可能完成的任务，但对于一些数字控制器(例如：UCD3020)来说，则可以轻松实现。

该芯片中的数字补偿器是一种数字滤波器，它由一个与一阶IIR滤波器级联的二阶无限脉冲响应(IIR)滤波器组成。控制参数(即所谓的系数)被保存在一组寄存器中。该寄存器组被称作存储体(bank)。共有两个这样的存储体，并且它们可以存储不同的系数。任何时候，只有一个存储体的系数有效并用于补偿计算，而另一个则处于非工作状态。固件始终都可以向非工作存储体加载新的系数。在PFC工作期间，可以在任何时候调换系数存储体，以便允许补偿器使用不同的控制参数，以以适应不同的运行状态。

图5 低压线路的VIN和IIN波形(VIN=110V，负载=1100W，THD=2.23%，PF=0.998)

有了这种灵活性以后，我们可以存储两个不同的系数组(一个用于低压线路，另一个用于高压线路)，并根据输入电压交换系数。环路带宽、相位裕度和增益裕度在低压线路和高压线路下都可优化。利用这种动态调节的控制环路系数，并使用固件补偿变流器可能出现的偏移，可以极大改善THD和PF.图5、6是基于1100W无桥PFC的测试结果，在低压线路上的THD为2.23%，高压线路上的THD为2.27%，而PF则分别为0.998和0.996。

图6 高压线路的VIN和IIN波形(VIN=220V，负载=1100W，THD=2.27%，PF=0.996)改善轻载时的PF

每个PFC在输入端都有一个电磁干扰(EMI)滤波器。EMI滤波器的X电容会引起AC输入电流超前AC电压，从而影响PF.在轻载和高压线路下，这种情况将变得更糟糕：PF很难满足严格的规范。要想增加轻载时的PF，我们需要相应地强制电流延迟。我们如何实现呢？

图7 测量到的VIN无延迟

我们知道，PFC电流控制环路不断尝试强制电流与其参考匹配。该参考基本上是AC电压信号，只是大小不同。因此，如果我们能够延迟电压检测信号，并将延迟后的电压信号用于电流参考生成，便可以让电流延迟，来匹配AC电压信号，从而使PF得到改善。这对一个模拟控制器来说比较困难，但对数字控制而言，只需几行代码便可以实现。

图8 测量到的VIN被延迟300us

首先，输入AC电压通过ADC测量。固件读取测量到的电压信号，再加上一些延迟，然后使用延迟后的信号来生成电流参考。图7、8显示了1100W无桥PFC的测试结果。在该测试中，VIN=220V，VOUT=360V，而负载=108W(约满载的10%)。通道1为IIN，通道2为VIN，通道4为带延迟的测量到的VIN信号。图7中，测量到的VIN没有增加延迟，PF=0.86，THD=8.8%.而在图8中，测量到的VIN信号被延迟了300us，这种情况下，PF被改善到0.90.此外，还可以进一步改善PF，但这将以牺牲THD为代价，因为进一步延迟电流参考，将在AC电压交叉点处产生更多的电流失真。在图9中，测量到的VIN被延迟了500us，此时，PF被改善到0.92.但是，电流在电压交叉点处出现了失真。结果，THD变得更糟糕，达到11.3%。