RTD传感器信号调理电路简介

了解用于RTD应用的不同信号调理电路的基础知识，包括分压器、惠斯通电桥电路和ΔΣ转换器。

在本系列的前几篇文章中，我们讨论了电阻温度检测器（RTD）的基本原理以及它们的响应特征。本文将讨论RTD应用中不同信号调理电路的基础知识。

使用分压器进行RTD测量

可以使用简单的电阻分压器将RTD电阻的变化转换为电压信号。图1显示了铂RTD的典型电路图。图中的Pt1000表示铂RTD，在0℃时的标称电阻为1000Ω。

铂电阻温度检测器（RTD）的电路图示例。

图1. 铂电阻温度检测器电路图示例。

与大多数电阻式传感器一样，RTD传感器在测量物理量变化时的响应变化相对较小。考虑到这一点，Pt1000的温度系数约为3.85Ω/°C。让我们看看节点A的电压变化有多大。

假设我们需要以0.2°C的分辨率测量温度，这可能是一个相对苛刻的要求。如果温度从0°C变化到0.2°C，传感器电阻将从1000Ω增加到1000.77Ω。因此，节点A的电压将从1.5V变化到1.500577V，计算如下：

因此，温度变化0.2℃会使节点A的电压变化约577μV。我们可以直接测量VA以确定RTD电阻值和温度；但是，我们的测量系统应具有足够的分辨率，以检测1.5V信号中毫伏级的变化。将1.5V除以所需的最小步长（577μV），我们可以估算出模数转换器的无噪声计数，结果为：

这相当于无噪声分辨率约为log2(2600) = 11.34位。请注意，这仅给出了A/D分辨率的近似值。实际要求更为严格，并且取决于温度计设计的温度范围。此外，我们模拟的RTD具有3.85Ω/°C的恒定温度系数，而RTD实际上是非线性设备。

当今的ΔΣ转换器可以轻松实现11位无噪声分辨率。因此，我们可以使用图1中的电路以及ΔΣ转换器直接对RTD上的电压进行数字化。

然而，几十年前，这种高性能的数据转换器既不可用也不经济实惠；电路设计人员使用诸如惠斯通电桥电路等技术进行RTD测量。虽然电桥电路在其他领域（如力和压力传感应用）仍被广泛使用，但很少用于RTD测量。尽管如此，为了完整性，我们将在下面简要讨论电桥电路如何放宽模数转换器（ADC）的要求。

传统方法：使用惠斯通电桥进行Pt1000测量

图2显示了用于Pt1000测量的基本惠斯通电桥。

pt1000的惠斯通电桥测量示例。

图2:Pt1000的惠斯通电桥测量示例。

输出电压是两个分支之间的电压差。实际上，桥式电路将单端测量从简单的分压器分支转变为差分测量。在这种情况下，当电桥平衡时（在0°C时），输出为0 V。如果温度增加0.2°C，输出将增加到577 μV，计算如下：

在这种情况下，反映RTD电阻变化的所需信号并不叠加在较大的直流信号上。输出仅包含我们想要测量的信号。为了确定ADC的无噪声分辨率，我们应该考虑温度计整个温度范围内VOUT的最大值和最小值。假设我们需要测量-40°C至150°C的范围。在此温度范围内，RTD电阻从842.47Ω变化到1573.25Ω。我们可以利用这些信息来确定VOUT的最大值和最小值，如下表1所示：

表1。

由于应检测的最小变化为577 μV，因此系统的无噪声计数可按以下公式计算：

这相当于无噪声分辨率为9.65位。正如您所看到的，对于基于电桥的测量的整个190°C温度范围获得的ADC分辨率仍然比对于分压器方法的单次测量获得的分辨率更加宽松。

RTD应用的桥式电路限制

虽然桥式电路可以降低ADC的要求，但这种方法有一些缺点。桥式电路的输出取决于桥式配置中使用的电阻值。这一限制是为什么需要三个精密电阻来完成桥式电路的原因。除了这一点，具有单个传感元件的桥式电路是非线性的。因此，除了RTD的非线性外，设计人员还必须补偿桥式电路的非线性响应。可以使用软件或模拟技术来线性化桥式电路，这增加了系统的复杂性。在使用桥式电路时，我们还需要具有大共模抑制比的仪表放大器，它可以提供高且相等的输入阻抗。

由于这些限制，并且注意到现代delta-sigma转换器可以轻松满足并击败RTD应用的要求，电路设计人员通常不会使用桥式电路进行RTD测量。

使用Δ-Σ转换器的RTD传感器测量

图3显示了RTD传感器与ΔΣ ADC接口的简化图。

与RTD传感器和ΔΣ ADC接口的简化图

图3. RTD传感器和ΔΣ ADC接口的简化图

使用22位ADC和3V参考电压时，LSB（最低有效位）等于

  $\frac{3}{2^{22}}\approx 0.72\mu V$

使用这些高分辨率ADC，最小可检测信号通常受ADC内部电子噪声（例如内部电路产生的热噪声和闪烁噪声）的限制，而不是ADC的量化噪声。如果您需要了解ΔΣ ADC的噪声性能，可以参考德州仪器（Texas Instruments）的这篇由十二部分组成的优秀文章系列。

ΔΣ ADC的峰对峰输入相关噪声可能达到微伏级或更低。假设ADC的输入相关噪声为3 μVp-p。对于图3中的电路，我们可以找到RTD电压Vrtd的最大值和最小值，如下表2所示：

表2。

利用这些信息，我们可以计算出-40°C至150°C温度范围内系统的无噪声计数，如下所示：

将温度范围除以无噪声计数，我们就可以得到温度测量的分辨率：

虽然这种精度水平实际上令人兴奋，但应注意，其他几个误差源阻碍了我们实现如此高的性能。R1的初始容差和温度漂移以及ADC偏移电压和偏移漂移就是这些误差源中的几个。然而，上述计算证实，现代ADC的噪声性能和分辨率足以进行精确测温；但是，设计人员需要消除其他主要误差因素以保持系统精度。

请注意，在上述示例中，为偏置电阻器R1选择了一个相对较小的值。实际上，可能需要一个较大的电阻器来限制RTD自热效应。

RTD应用的比率测量

虽然本文中的不同图表使用电压源来激励RTD，但许多RTD应用使用电流源进行传感器激励。此外，RTD应用通常从激励传感器的同一源获取ADC参考电压。这种技术称为比率测量，可最大限度地减少由传感器激励源或ADC电压参考中的不期望变化引起的误差。在下一篇文章中，我们将继续讨论并了解RTD应用如何从比率测量中受益。