PWM 方式开关电源中IGBT 的损耗分析

3.2 电压测量

IGBT 开通和关断过程中电压的完整观测可以直接使用示波器探头, 但对于开通时IGBT 电压拖尾过程和通态饱和压降的测量, 则需要使用箝位电路( 见图5) 。原因在于此时示波器的Y 轴分辨率要置于0.5/ div~ 10/ div 档, 而这时输入探头的电压变化范围则高达几百伏, 这种情况下通常示波器会产生很大的失真, 作零点漂移, 无法正常观察。用图中R1、R2、C、VD 和VS 所构成的电压箝位电路, 可以取出Uce中小于UVS的那一部分波形Uce。用示波器观测则不会出现失真和漂移。UVS 与Uce的关系可用下式表示:

测量Uce开通拖尾过程时, 应选UVS= 50 V, 测量动态饱和压降时则应选UVS= 12 V。

图中R2、C 用来补偿由示波器探头输入电容及VD、VS 结电容引起的失真。使用前利用已知的方波信号对箝位电路进行校准。

4 应用举例

图6、图7 中的波形是不同的IGBT 在图1 所示电路中工作时测得的。测量条件为: 输入电压Ucc= 520 V, 输出功率Po= 11 kW, 初级电流I = 52 A,工作频率f = 20 kHz。图6 中开通电压的测量使用了图5 中的箝位电路, 箝位电压值UVS = 48 V, 因此, 其波形上最高电压不超过48 V。

对测得的波形进行折线等效, 并对电压电流的乘积分段积分, 就可粗略计算出IGBT 的总损耗,图8是对GA75TS120U 开关过程的折线等效图, 并由此求得:

开通损耗: P1= 12 W

关断损耗: P2= 56.6 W

过渡损耗: P3= 10 W

通态损耗: P4= 53.8W( 饱和压降Usat= 235 V)

单管总损耗: P c= 132.4 W

其中计算通态损耗的饱和压降Usat是用图5 给出的箝位电路测量的, 箝位电压UVS= 12 V。

从波形可以看出, 饱和压降从开通到稳定有一个过渡过程, 由此造成的损耗P3 也不容忽视。

下表是用前述方法测量几家不同公司的IGBT所得的结果; 测量电路为图1, 测量条件相同。

测量结果可以作为选择IGBT 和热设计的依据。对于IGBT 的选取, 应综合考虑开关损耗和通态损耗。低频工作时, 低饱和压降的IGBT 总损耗较小,而高频工作时则应选择开关速度快的IGBT。

值得注意的是: 样品A( IR 公司GA75TS120U) 在高速IGBT 中具有较低的饱和压降, 因而总损耗较小。同时从表中可以看出, 样品D 与B 和C 的损耗接近, 但基板温度较低; 样品E 损耗较大, 但基板温度并不显着高于B 和C, 这说明样品D 和E 的热循环能力较差。尽管样品中各IGBT 数据手册所标明的结-壳热阻Rth( j- c) 基本相同, 实际上通常采用Ucc= 520 V、Po= 11 kW、I c= 52 A、f = 20 kHz, NPT( 非穿通型)技术制造的管芯( GA75TS120U) 厚度仅为PT( 穿通型) 技术管芯的四分之一, 因而热阻小, 热循环能力强, 可以降低对散热器的要求, 同时,开关速度不随结温变化。PT 型IGBT 的开关速度则随温度升高而降低。高频工作时可以考虑选择NPT型IGBT。

5 总结

文中介绍的损耗测量分析方法简单而有效, 可以使设计者对IGBT 的选择和热设计作到心中有数,以利于得出最优的设计方案。需要提请注意的是,测量工具及辅助电路的标准是非常必要的, 否则可能导致较大的误差。