基于反相SEPIC的高效率降压/升压转换器的实现
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精确计算初级开关的开关损耗超出了本文的范围，但应注意，从高阻态变为低阻态时，MOSFET上的电压摆辐约为~VIN + VOUT 至 ~0V，流经开关的电流摆辐为0 A至IOUT[1/(1 – D)]。由于摆幅如此之高，开关损耗可能是主要损耗，这是挑选MOSFET时应注意的一点；对于MOSFET，反向传输电容((CRSS)与RDS(ON)成反比。
初级开关和次级开关的漏极-源极击穿电压(BVDSS均须大于输入电压与输出电压之和（见图5）。
峰峰值输出电压纹波(VRIPPLE)可通过下式近似计算：
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流经输出电容的电流均方根值 (I rms COUT) 为：
 | (18) |
方程式12所表示的峰峰值电感电流(IL)取决于输入电压，因此必须确保当此参数改变时，输出电压纹波不会超过规定值，并且流经输出电容的均方根电流不会超过其额定值。
对于利用ADP1877实现的同步反向SEPIC，输入电压与输出电压之和不得超过14.5 V，因为电荷泵电容与开关节点相连，当初级开关接通时，其电压达到VIN + VOUT。
实验室结果
图8显示5 V输出、3 V和5.5 V输入时同步反向SEPIC的功效与负载电流的关系。对于需要在3.3 V和5.0 V输入轨之间切换的应用，或者当实时调整输入电压以优化系统效率时，这是常见情况。采用1 A至2 A负载时，无论输入电压高于或低于输出电压，转换器的效率均超过90%。
图8. 效率与负载电流的关系
与图8相关的功率器件材料清单见表1，其中仅采用常见的现成器件。一项具可比性的异步设计采用一个具有低正向压降的业界领先肖特基二极管代替QL1，在以上两种输入电压下，其满载时的效率低近10%。此外，异步设计尺寸更大、成本更高，而且可能需要昂贵的散热器。
表1. 功率器件
| 标志符 | 产品型号 | 制造厂商 | 值 | 封装 | 备注 |
| QH1/QL1 | FDS6572A | Fairchild Semiconductor | 20 BVDSS | SO8 | 功率 MOSFET/6 mΩ (最大值) @4.5Vgs @ 25°C Tj |
| L1A/B | PCA20EFD-U10S002 | TDK | 每个绕组3.4 µH | 30 mm × 22mm × 12mm | 1:1:1:1:1:1 耦合电感/铁氧体/每个绕组35.8 mΩ (最大值) DCR |
结束语
许多市场对输出电压高于或低于输入电压（升压/降压）的高效率同相转换器的需求都在不断增长。ADI公司的双通道同步开关控制器ADP1877允许用低损耗MOSFET代替常用于功率级的高损耗功率二极管，从而提高效率，降低成本，缩小电路尺寸，使系统达到苛刻的能耗要求。只要遵循几项原则就能快速算出可靠补偿所需的元件值，并且利用常见的现成器件便可实现高效率。
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