高频串联逆变器谐振极电容缓冲电路的研究

式中：t_s为电流下降时间。

在零电压开通情况下，开通损耗接近为零，关断损耗总是存在的，开关管两端并联的谐振极电容实际上相当于一个关断缓冲网络。C越大，关断损耗就越小，同时也将导致低功率因数，增加无功功率。通常，在C=0.45C_n附近，总体损耗达到最小^[2]。另外，在MHz级的高频情况下，器件的输出电容C_oss已不容忽视。所以，可参考式（5）来选取C值。

C=0.45C_n－C_oss （5）

C值一旦确定，据式(3)即可通过选取恰当的ξ来确定β₀。如果输出功率恒定，ξ值偏大会导致较大的负载电流，增加了无功功率，所以，ξ必须选得尽可能小，假定ξ=0。串联谐振逆变器中，开关频率ω应略大于负载谐振频率ω_r，使其工作于感性状态下。又考虑到开关频率，负载电流等物理量在实际运行中都会随着负载温度的变化而改变，从而可能使逆变器偏离最佳工作点，β₀的选取应留有一定的裕度。设计中可参考式（6）来确定β₀

β₀=cos^－1 （6）

式中：K应根据实际线路中ω，I_o，U_dc的变化范围来确定，一般取略大于1。

根据上述所选择的C和β₀值，下面讨论带有串联谐振负载的串联谐振逆变器中其它参数，如感性角φ，开关频率ω，触发脉冲的脉宽t_pw的设计方法。

由图3不难推出直流电流I_d的表达式为^[1]

I_d=I_osinωtdωt=(cosξ＋cosβ₀)（7）

输出功率

P_o=U_dcI_d=U_dcI_ocosξ－ωCU_dc²（8）

视在功率 S= （9）

负载功率因数

PF=≈cosξ－ωCU_dc(10)

又因为负载功率因数 PF=cosφ (11)

由式（10）和(11)，假定ξ=0可得

cosφ=1－= (12)

由式（12）即可确定出合理的负载感性角φ。

又因为

tanφ=Q (13)

式中：Q为品质因数。

由式（13）即可确定开关频率ω。不难得出在此工作频率下触发脉冲的最佳脉宽为

t_pw=－〔t_d(on)＋t_r＋t_d(off)＋t_f〕(14)

式中：t_d(on)，t_r，t_d(off)，t_f为MOSFET的内部参数。

由式(14)可知，脉宽的选择不仅与β0及T有关，而且与器件本身的特性也有很大关系。

4 谐振极电容对器件关断损耗和总体损耗的影响

根据以上分析，当逆变器工作在最佳状态时，其开通损耗接近为零，也容易推出关断过程中损失的能量为

E_off=(15)

输出功率因数cosφ为

cosφ=1－(16)

由式(15)和(16)可以看出，C值越大，关断时损失的能量E_off越小。但同时，输出功率因数cosφ也降低了，假定输出功率不变，将引起视在功率的增加，从而导致较大的通态损耗。

以下用Pspice软件进行仿真分析。开关器件是根据APT公司生产的功率MOSFET APT10025JVR建立的模型。其最大耐压1000V，电流34A，C_oss=1360pF，t_d(on)=22ns，t_r=20ns，t_d(off)=145ns，t_f=16ns。所用直流电压源U_dc=100V，输出电流的幅值I_o=21A，谐振频率f_r=1MHz，由式（5）和式（6）计算出谐振极缓冲电容和关断角的参考取值C=3980pF，β₀=34.68°。推出相应的φ=24.33°，f=1.058MHz，t_pw=175ns。

谐振极缓冲电容对减少MOSFET关断损耗的作用可以从工作波形看出，如图4所示。

(a) C=0

(b) C=3980pF

图4 串联谐振逆变器中MOSFET关断时刻的仿真波形

图中：1—开关电压2—开关电流3—关断功率损耗

以下取不同的缓冲电容值，对器件关断功耗和平均损耗的影响作了仿真分析。仿真结果如表1所列。

表1 不同缓冲电容值对器件关断损耗和平均损耗影响对比表

由表1可看出，当C=3980pF，β₀=34.68°时，开关器件工作在零电压开通状态，总体损耗的大小也可以接受。如果电容值过小，关断损耗特别大；电容值过大，一方面它减少关断损耗的作用明显降低了，另一方面还会导致巨大的通态损耗。

5 实验结果

在实际高频大功率串联谐振电路中，测量功率器件MOSFET的开通和关断损耗是相当困难的。由于实际条件所限，实验中采用如图5所示的具有感性负载的单管测试电路。选用的功率MOSFET器件是IXYS公司生产的IXFX24N100。C_oss=750pF，t_d(on)=35ns，t_r=35ns，t_d(off)=75ns，t_f=21ns。直流电压是经过三相整流输出的U_dc=100V。开关频率f=1.005MHz。因为，该测试电路并未构成串联谐振逆变器，无需考虑到关断角β₀的影响。实验波形如图6所示。

图5 简化的具有感性负载的单管测试电路