全桥变换器原理

　　桥式变换器由四个功率晶体管组成。相对于半桥而言，功率晶体管及驱动装置个数要增加1倍，成本较高，但可用在要求功率较大的场合。

　　线路的优点：主变压器只需要一个原边绕组，通过正、反向的电压得到正、反向磁通，副边有一个中心抽头绕组采用全波整流输出。因此，变压器铁心和绕组的最佳利用，使效率、功率密度得到提高。功率开关在非常安全的情况下运作。在一般情况下，最大的反向电压不会超过电源电压V_s，四个能量恢复（再生）二极管能消除一部分由漏感产生的瞬间电压。这样无须设置能量恢复绕组，反激能量便得到恢复利用。

　　线路的缺点：需要功率元件较多。在导通的回路上，至少有两个管压降，因此功率损耗也比双晶体管推挽式变换器1倍。但是在高压离线开关电源系统中，这些损耗还是可接受的。另外，能量恢复（再生）方式，由于有四个二极管，损耗略有增加。

　　图１示出一个DC-DC桥式变换器的主回路。桥对角的两个功率晶体管作为一组，每组同时接通或断开（也可其他方式），两组开关轮流工作，在一周期中的短时间内，四个开关管将均处于断开状态。四个开关导通（或关断）占空比值均相等。

图１　桥式变换器的主电路图

　　图１中用到一个与发射极电流成比例的基极驱动电路，特点是使得基极驱动电流总是与集电极电流成比例。这种技术特别适合大功率的变换器。

　　在稳态条件下，功率管断开期间，滤波电感L₁上有一确定的电流量，并经过续流二极管D₅、D₆继续流动。二管的电流基本相等，二管电流之和折算到原边绕组T_1p，就是T_r1、T_r3（或T_r2、T_r4）关断前T_1p上流过的电流值（扣除一小部分的磁化电流）。由于二极管D₅、D₆同时导通，副边绕组两端的电压为零。典型的集电极电压波形V_Tr4C、副边电压波形V_T1S等如图２所示。

图２　桥式变换器原边、副边电压及原边电流波形{{分页}}

　　其工作过程如下：

　　给T_r1、T_r3触发脉冲，这两个晶体管都导通，集电极电流流过原边绕组T_1p和相应的驱动变压器的原边绕组T_2A、T_2B。通过正反馈，这两个晶体管的触发性能得到改善，使开关快速进入饱和导通状态。

　　随着T_r1和T_r3的导通，受原边绕组漏感影响，原边绕组T_1p上的电流I_p以额定速率逐渐上升，这个电流由负载电流折算值和一小部分磁化电流所组成。

　　同时，副边的整流二极管D₅的电流增加，D₆的电流会减少。其速率由副边绕组的漏感和经过D₅和D₆的环路电感所确定。对于低电压、大电流的输出，外环路电感的影响尤为显著。当副边电流增加到在T_r1和T_r3导通前折算流过L₁的电流数值时，D₆反向偏置。这时L₁的输入电压上升到副边线圈的电压值V’_s(=V_T1s)减去D₅的压降。

　　L₁两端的电压为（V’_s-V_o）作为正向。在此期间，L₁电流线性变化。这个电流折算到原边，如图２所示。

　　经过驱动电路决定的导通占空比后，基极驱动变压器使基极驱动电流为零，使T_r1和T_r3截止。然而，在变压器原边磁化电流和安匝数具有保持不变特性，这个电流会转换到副边。接着，由于T_1p极性反向，所有绕组的电压反向。如果漏感非常小，缓冲电容器C₅、R₅和输出整流二极管D₅、D₆会起到钳位作用。D₅和D₆会把大部分的反激电势传送给输出，因为原边二极管D₁到D₄和副边二极管D₅、D₆的强制钳位，很多时候靠这几个二极管使开关晶体管两端的电压任何时候都不会超过电压V_s。

　　每个T_r晶体管旁均并有阻容元件（如R₅、C₅）作为缓冲器。在T_r2瞬间断开时，缓冲器元件R₅、C₅通过提供交流通道，减少功率晶体管断开时的集电极电压应力。

　　由输出二极管提供反激续流作用是线路的一个重要特色。在图１中，D₅和D₆均导通时，副边绕组两端电压为零，原边绕组两端电压也为零。因此，在四个晶体管都关断期间铁心磁感应强度不会恢复到B_r，而会保持在磁感应强度峰值+B_opt或-B_opt。因此，当另一对开关管从关断转为导通时，磁密增加范围可以是2B_opt。这种情况不会引起什么问题，而且变压器原边匝数可以比较少。

　　当负载很小并且小到低于磁化电流时，副边二极管的钳位作用就会消失。然而没什么问题，因为在这种情况下，触发脉冲非常窄，而磁感应强度增量也很小。

　　启动或当负载很小，占空比很小，脉冲很窄时，对应的工作磁感应强度B_w很小，如果负载突然增加，激励使导通占空比最大，满脉宽工作，即有双倍磁通效应，如超过饱和磁感应强度B_s，这种情况与半桥式相似，应采用防止措施。