基于AD8346的直接变频发射机设计与实现

　　1 引 言

　　直接变频技术长期以来一直被誉为通讯领域的"圣杯"。很显然，任何承诺减少元器件数量并且降低成本的新体系结构必定很诱人。然而，事情从未这样简单。超外差体系结构能够在中频(IF)滤除宽带噪声、镜像和杂散分量，直接变频发射机却没有这么多功能。无线发射机的体系结构长期由超外差式所主宰。随着半导体工艺技术的进步和对通信设备小型化、低功耗、多功能需求的不断增加，基于正交调制的直接正交上变频技术DQUC(directquadratureup-conversion)得到了迅速发展。

　　直接变频是把基带信号直接调制到射频载波上的一种最直接和最简单的调制方式。基于正交调制的直接正交变频技术DQUC能够直接将基带信号搬移到射频载频并消除无用的边带信号，以实现调制。其突出优点是不要中频放大、滤波、变频等电路，同时放宽了对变频器后滤波器的性能要求，甚至可以不需要滤波器，从而极大地减小了发射机的体积、重量、功耗和成本。但这项技术也存在很多缺点，如正交调制信号和正交本振信号相位和幅度的不平衡，对直流偏移失真非常敏感等，因此导致严重的边带和本振泄漏[1]。

　　2 直接正交变频技术分析

　　典型的DQUC无线发射机的功能框图如图1所示。

　　其中I(t)和Q(t)是正交基带调制信号，f0(t)是射频本振信号，fRF(t)是已调射频信号。电路工作时，f0先经移相器移相产生正交本振信号f0I(t)和f0Q(t)，然后分别与正交基带信号I(t)和Q(t)相乘后作代数(加或减)运算，抵消无用边带信号，输出想要的边带信号fRF(t)，从而实现单边带调制。

　　理想情况下，正交调制信号I(t)，Q(t)和正交本振信号f0I(t)，f0Q(t)的幅度和相位分别完全平衡，且不存在直流偏移。因此，DQUC输出的RF信号fRF(t)是一个理想的单边带信号，不存在边带和本振泄漏问题但在实际情况下I(t)，Q(t)和f0I(t)，f0Q(t)信号总是存在幅度和相位的不平衡及直流偏移误差。

　　为了便于分析问题，我们定义基带信号如下：

　　上式中G，φ，D分别为I(t)和Q(t)信号之间的归一化幅度比、正交相位误差和直流偏移误差。我们定义载波信号如下：

　　上式中A，θ，E分别为f0I(t)与f0Q(t)信号之间的归一化幅度比，正交相位误差和直流偏移误差。

　　理想情况下，A=G=1;φ=θ=0;D=E=0。

　　DQUC的输出信号为如下：

　　上式中上边带已调信号fHSB(t)为：

　　式中下边带已调信号fLSB(t)为：

　　式中泄漏的本振信号fc(t)为：

　　式中低频分量为：

　　其中的低频分量可以用LBF(低通滤波器)加以消除。

　　(1)载波泄漏分析

　　实际上在设计中我们可以调整使A→1，G→1

　　从上面导出的结论中，我们显然可以看出，fc(t)主要是由I(t)和Q(t)信号存在的直流偏移(DC Bias)引起的。所以我们在电路设计时，对于信号I(t)和Q(t)的传输最好采用交流耦合，以减小或消除直流偏移，从而减小或消除本振信号的泄漏。

　　(2)边带抑制分析

　　由式(3)，式(4)，式(5)得：

　　其中：

　　DQUC的边带抑制能力通常用边带功率抑制比(PSPR)来定量表示，也就是想要的边带信号功率和需要抑制的无用边带信号功率的比值，即：

　　考虑到正交本振信号是由正交调制器内部的分相网络产生的，其正交相位差φ很小，近似等于0，所以，上式可以简化为：

　　用Matlab软件对上式进行仿真计算分析，可以得出PSPR，AG和φ三者之间关系，如图2～图4所示：

　　从图4可知，当正交幅度比AG→1，正交相位误差φ→0，即幅度和相位趋向平衡时，PSPR很大;当AG逐渐偏离1，正交相位误差φ偏离0，即幅度和相位的不平衡度增大时，PSPR急剧下降;当AG→0.9，正交相位误差φ为10时，PSPR仅有二十几个dB，边带泄漏已非常严重。显然，正交变频器对正交调制信号(包括正交本振信号)幅度和相位平衡度的要求非常严格。

　　在实际电路中，AG的调节较为方便，通过严格地调测可以使AG→1。但由于现有集成电路工艺水平的限制和电路布线、布局的影响，把正交相位误差限制在2