一种减少全桥变换器环流损耗的策略

摘    要：本文提出了一种副边带有源嵌位电路的PWM全桥变换器，实现了超前桥臂的零电压开通和关断，滞后桥臂的零电流开通和关断，减少了占空比损失，并且克服了全桥变化器在环流过程中存在的环流损耗。应用本拓扑制作了一台功率1.2KW频率100KHz的样机。
关键词：有源嵌位；移项控制；零电压零电流；环流损耗
引言
目前，全桥变换器应用于很多大功率场合，尤其是ZVS-FB-PWM变换器应用更为广泛。ZVS-FB-PWM变换器具有以下优点：应用移项控制，控制简单；电压、电流应力小；功率密度大；开关管实现了软开关，提高了电路的效率等。但它也存在着一些弊端：为了实现软开关致使占空比损失，尤其是在开关过程中存在环流问题，产生了不必要的损耗，阻碍了电路效率的提高。本文提出了一种新颖的ZVZCS-FB-PWM变换器，有效地解决了ZVS-FB-PWM变换器存在的环流问题。

ZVZCS-FB-PWM变换器
拓扑电路及工作原理
ZVZCS-FB-PWM变换器的拓扑电路及工作波形分别如图1和图2所示。在一个开关周期中，该变换器有十六个开关状态。在分析之前，作如下假设：所有开关管、二极管、电感、电容和变压器均为理想器件；LS≥LLK；LS足够大，在一个开关周期中，其电流基本保持不变为IO。
模式1：【t0-t1】
t0时刻，S1和S4同时导通，电容C5通过二极管D5充电。副边电压被嵌位在，在谐振过程中储存在漏感中的能量传递到副边，一次侧电流IP可表示为：

其中n为原边与副边之比。通过C5的电流IC可表示为：
IC = 
C5的充电时间和变压器的漏感LLK、Vin和C5有关。
模式2：【t1-t2】
t1时刻， C5的电压达到最大值，D5截至。副边电压变为,能量通过S1、变压器和S4传递给负载。
模式3：【t2-t3】
t2时刻，S1关断，C1开始充电，C3开始放电。S1两端的电压为

如果C1和C3比较大，S1两端的电压在开关管关断过程中被嵌位在零附近，因此S1为零电压关断。在这个过程中，副边电压也以IO/(C1+C3)的斜率下降。当C1两端的电压上升到Vin,C3两端的电压下降到零后，S3的反并二极管D3导通，S3两端的电压被嵌位在零，此后可以开通S3，则S3为零电压开通。S1和S3的死区时间Td应满足下面的条件才能实现超前桥臂的零点开通：

模式4：【t3-t4】
t3时刻开通S3，由于D3导通，S3两端的电压被嵌位在零，所以S3为零电压开通。此时虽然S3已经开通，但没有电流流过。电流流过D3、变压器和S4在原边形成环流，造成了不必要的损耗，阻碍了电路效率的提高。在这个模态中，原边电流IP可表示为：

其中VLK为加在变压器漏感LLK两端的电压。可得，原边电流下降为零所需要的时间Treset为：

为了使原边电流迅速下降为零，在开通S3的同时开通S5。当S5开通后，副边电压变为，原边电压变为。使原边电流迅速下降到零，减少了环流损耗，同时为滞后桥臂的零电流开通提供了条件。
模式5：【t4-t5】
t4时刻，原边电流降到零，副边整流二极管DS1关断，电容C5通过S5为负载提供能量。
模式6：【t5-t6】
t5时刻，关断S5，电容C5停止向负载提供能量。副边电压变为零，DS1和DS2同时导通进行续流。在此过程中没有电流流过原边。
模式7：【t6-t7】
t6时刻，关断S4，此时没有电流流过S4，因此S4为零电流关断。因为IGBT中的少数载流子已经被结合，所以没有脱位电流存在。
模式8：【t7-t8】
t7时刻，开通S2，由于漏感LLK的存在，流过原边的电流不能突变，因此开关管S2为零点压开通。原边电流IP可表示为：

此时原边电流不能提供足够大的负载电流，副边整流二极管仍然同时导通进行续流。
模式9：【t8-t9】
t8时刻，原边电流IP达到最大值，整流二极管DS1关断。电源通过S3、变压器和S2向负载传递能量。
以上为ZVZCS-FB-PWM变换器的半个周期，下半个周期的开关过程与上半个周期类似。

新拓扑电路的优点
超前桥臂和滞后桥臂实现了
软开关(ZVZCS)
该电路通过在前桥臂附加两个电容实现了前桥臂的零电压开通和关断；在次级加上嵌位电路实现了后桥臂的零电流开通和关断。与通常的ZVZCS-FB-DWM变换器相比，没有加入阻性元件来实现软开关，因此，避免了额外的损耗和占空比损失，并且减小了开关管的电压应力和电流应力。
大大减少了环流损耗
在全桥环流过程中Treset跟VLK和漏感成正比。当副边没有嵌位电路时，加在变压器漏感LLK两端的只是漏感自感电压，一般只有几十伏，导致Treset比较大，在此过程中会有很大的环流损耗；当副边带有嵌位电路时，在开通S2和S4时同时开通嵌位开关管S5，副边电压变为，副边反射到原边的电压等于n(大于等于Vin)，从而使原边电流迅速下降到零，大大减少了环流损耗，提高了系统的效率，并且可以增大电路的功率。
提高了占空比
在开关模式5中，虽然电源没有给负载供电，但是储存在C5中的能量继续传给负载。使得Vrect=VC5副边高电压时间大于原边，如图3所示。其中DLt为传导损失时间；DBt为次级提升时间；Ts为开关周期。

因为DBt>DLt，所以副边电压占空比大于原边。
采用新拓扑电路制作了一台功率为1.2kW，频率为100kHz的实验样机。电路的主要参数为：输入直流电压200V；输出直流电压48V；输出最大电流25A；主开关管IGBT (G4PC50FD)；嵌位开关管MOSFET(IRF44)；变压器原边与副边之比为20：7；变压器的漏感2.4m；嵌位电容6.8m；输出滤波电容470m；输出滤波电感39.2m；整流二极管为BQY28。该样机的最大效率可达到94.2%。

结语
本文提出了一种新颖的副边带有有源嵌位电路的ZVZCS-FB-PWM变换器，有效地解决了ZVS-FB-PWM变换器存在的环流问题，提高了电路的效率，增加了变换器的占空比，并且可以使电路的功率大于10KW。本拓扑也存在一些缺点，如嵌位电路的开关管工作在硬关断状态，这有待于进一步地研究和改进。■

参考文献
1 张占松, 蔡宣三.  开关电源的原理与设计. 北京：电子工业出版社, 2001
2 阮新波, 严仰光. 直流开关电源的软开关技术. 北京：科学出版社, 2000