一种多单元串联大功率逆变电源的控制方法

　　在图1中，功率单元为三相输入，单相输出的交直交PWM电压源型逆变器结构，图2给出了功率单元的逆变部分电路。

　　
图2 功率单元逆变部分电路图

　　
图3 二重化PWM控制波形

　　移相变压器副边输出的三相交流电经功率单元的三相二极管整流桥整流后，经滤波电容后形成平直的直流电，再经由4个IGBT构成的H型单相逆变桥，输出PWM波。为了提高开关频率，但同时又要考虑降低开关损耗，对功率单元实行二重化PWM控制。图3为二重化PWM控制波形图。

　　在图3中，Vg1,Vg2,Vg3,Vg4分别为VT1，VT2，VT3，VT4的驱动信号，它们的导通规律如图2所示。UAB为功率单元输出电压的波形图。由图3可知,在输出端得到的等高不等宽的脉冲序列的基波分量就是正弦波，而且在一个开关周期内VT1～VT4仅通断一次，而输出电压为两个脉冲,这说明输出电压脉冲频率为开关管的工作频率的2倍。此种控制方法提高了等效的载波频率,使输出电压的谐波含量。减少，降低了开关损耗。

　　逆变器输出采用水平移相式PWM技术，同一相的功率单元输出相同幅值和相位的基波电压，但各个功率单元的载波之间互相错开一定电角度，实现多电平PWM波输出，输出电压非常接近正弦波。输出电压每个电平台阶只有单元直流母线电压大小，所以dV/dt很小。由于采用水平移相式PWM技术，输出电压的等效开关频率大大提高，且输出电平数增加，因此功率单元采用较低的开关频率，以降低开关损耗，提高效率。波形图如图4所示。在图4中，UA1，UA2，UA3分别为第一功率单元、第二功率单元、第三功率单元的输出PWM波形，UA1为三单元串联后的PWM波形。

图4 三单元串联逆变器PWM波形

　　3 多单元串联大功率逆变电源控制系统的仿真研究

　　根据上述所采用的控制方法，同时考虑到逆变器的三相控制方式完全相同，因此我们对单相的控制方法，用OrCAD/PSpice仿真软件进行了仿真。图5为逆变器单相控制系统框图。

　　
图5 逆变器单相控制系统框图

　　仿真条件如下：采用同步调制，给定正弦波的频率为1000Hz，载波比Kc=8，直流母线电压为310V，死区时间设定约为1us,LC滤波器的参数为电感L=2.5mh,电容C=500nf,负载R=100Ω。图6为逆变电源系统输出的多电平的PWM波，图7为逆变电源系统在上述条件下得到的输出电压仿真波形,图8为输出电压的频谱分析图。

　　
图6 系统输出的多电平PWM波(滤波前)图7 系统输出电压仿真波形(滤波后)

　　从图6可以看出，对多单元串联的仿真波形与图4是一致的，从而也验证了理论分析的正确性。

　

　图8 输出电压频谱图

　　由图7可以看出，经过LC滤波后的系统的输出电压波形比较好，波形的畸变很小。

　　从图8的频谱图中我们看到，输出电压不含高次谐波，但是含有三次，五次等奇数次谐波，这些奇数次谐波的幅值都比较小，其中三次谐波最大。根据图中的数据可计算出用来衡量波形特征的一个指标，即总谐波含量THD(除去基波分量外各次谐波的电压有效值与基波电压有效值之比)。

　　总谐波电压有效值为：6.849V

　　基波电压有效值为：524.868V

　　总谐波含量为：1.305%

　　4 多单元串联大功率逆变电源实验波形

　　本文研制的逆变电源设计容量为500kVA。按照相同的控制电路和主电路结构设计，首先在30kVA的原型机上进行了实验研究。实验系统电路结构与图1相同。

　　以下为该实验装置的部分波形。

　
　图9 额定运行时，A相输出电压的阶梯波

　　从图9中可以看出，实际输出的阶梯波与理论分析、仿真结果是一致的。

　　

图10 输出频率为1200Hz时，输出电压UAB的波形

　　(带100%阻性负载，THD=1.337%)

　　从图10中可以看出，输出波形保持良好的正弦度，谐波含量也能够满足要求。

　　5 结 论

　　本文详细分析了多单元串联电路的工作原理，采用二重化与水平移相式PWM技术相结合、电压平均值闭环的控制方法完成逆变电源的控制，对此方法进行了仿真研究，并在30KVA实验装置上进行了系统实验。仿真及硬件实验结果表明：由于采用多单元串联技术，相当于提高了等效载波频率，因此功率单元的开关频率较低，开关损耗大大减少，同时也能够满足对输出电压及功率的要求;由于采用水平移相式PWM技术，输出电压非常接近正弦波，因此系统输出波形谐波含量较低;由于每个功率单元采用相互独立的直流电压源供电，因此对功率器件的电压等级要求较低。研究结果表明多单元串联逆变电源在高电压大功率的场合中应用会越来越广泛。