基于差分信号调理芯片JHM1101的变送电路设计

0   引言

JHM1101是一款针对差分电阻桥式或半桥式传感器信号设计的高精度模数转换器，可通过单线接口提供数字或模拟的测量输出信号，为传感器提供便捷、准确的测量结果。该芯片提供模拟和数字型输出方式，比如rail-to-rail输出，0~1 V输出，数字信号输出、PWM输出。在工业类应用中，(4~20) mA型的电流是最常用的输出方式，对此本文描述了应用JHM1101实现此电流输出的方法及参考设计。

1   电路结构设计

基于JHM1101的(4～20)mA输出变送电路如图1所示，其中U2就是JHM1101芯片，直接与传感器连接。在保证SENSOR、U1、U2总工作电流不超过3.5 mA的前提下，通过这个V/I 电路可以实现将电压型校准输出转变成(4~20) mA的电流型输出。为了将输出电流控制得比较小，电阻R_DD和R_OUT的阻值需要是10:1的比例关系，并且R_DD的阻值应该在MΩ级别。U1建议选用5 V低功耗rail-to-rail型的仪表放大器，如OPA337。稳压二极管ZD2在V_DD端提供电压保护。Q2是N沟道的JFET管，用于将电源电压稳定到5 V，型号建议选择MMBF4393。Q1是NPN型的三极管，选型时需要考虑它承受的耐压值与功率，建议选择BCX56。

依图1的电流输出与JHM1101的电压的关系式ICL=f (V_OUT)如式1。

其中定义

这样输出电流就可以表示为：

图1中各个电阻值为R_SENS=50 Ω，R_DD=1.2 MΩ，R_OUT=120 kΩ，R_BACK=24 kΩ，芯片的供电电压V_DD=5 V，那么Gain=0.2 mA，Offset=2 mA。也就是说输出电流与电压构成的关系式如下：I_CL=0.2 × V_DAC[%] + 2当期望的电流输出范围是(4~20) mA时，那么根据上式，可计算出VDAC范围为10%~90%。

由于此电路采用了后端电流温度补偿方法，所以R_E、R_SENS、R_OUT、R_BACK、R_DD阻值精度在1%以内，温漂在100PPM以内就可以了。在更高的精度及温漂要求下，可以提高这几个元件的精度。

2   滤波网络设计

为确保输入信号尽可能没有噪声，在传感器输出与JHM1101输入引脚间放置1个低通滤波网络，如图2所示。

此输入滤波器同时具有共模组件和差模组件。由于传感器电压信号是直流信号，为减弱任何可能出现的交流噪声，这个低通滤波器的截止频率可以设置为1个非常低的值。

此滤波器的截止频率公式定义：

R₆=R₇；R₀=R₆+ R_B；C₅=C₇；C₆=10×C₅

将此差模滤波器的截止频率设定为f_{C_DIFF}=40 Hz，可以有效地消减全部差模交流噪声。共模滤波器的截止频率应至少设定为10倍频，以避免将共模噪声（如50 Hz噪声）转换为JHM1101差分输入信号。这里假设使用陶瓷芯体，其桥阻一般为10 kΩ左右，这里RB取值为10 kΩ。根据所需要的差模滤波器截止频率，只须v计算出R₆和C5的数值，因为C₆共模滤波电容为C₅的10倍。在这里C₅取电容器的常用值10 nF，通过下面的公式算出R₆的数值：

将C₅=10 nF和f_{C_DIFF}=23 Hz代入上式，得出R6的理想值为：

R₀=18.94 kΩ

R₆= R₇= R₀- R_B=8.94 kΩ

通过这个理想值，选择10 kΩ这个常用电阻作为标准值，使用R₆=10 kΩ和C₅=10 nF滤波器的最终截止频率为：

f_{C_DIFF}=37.89 Hz

f_{C_CM}=1 591 Hz

在大多数应用时，低通滤波截止频率不需要十分精确。所以C₅、C₆、C₇电容值达到10%的精度，R6、R7电阻值达到1%的精度就可以了。在要求很高精度的应用中，例如需要更精确的低通滤波截止频率，可以提高这几个元件的精度。

3   外部保护电路

为了确保模块在操作人员的误操作和极端恶劣的环境下不损坏，在模块的电流出入端增加了外部的保护电路，如图3所示。

2个高压低容量电容C₁、C₂提供1个高频干扰对大地的通道，还可抑制分布电容的影响。2个磁珠F₁、F₂在临界交流频率时，呈高阻抗，并且提供低直流电阻。C₁、C₂、F₁、F₂相互配合，可提供EMI的保护。

1个肖特基二极管D1和1个双向TVS二极管提供ESD、EFT和浪涌保护。BAS170WS保证在电源连接极性相反时，不会有电流经过电流环路。这个肖特基二极管针对电压在70 V以内的极性保护。这个模块电流环路设计的最高电压是30 V，所以ZD1选用一个击穿电压稍高于30 V的双向TVS管。选择ZD1时还需注意，它的漏电电流不应超过5 μA，否则会对电流的输出结果产生影响。

电路的入口处的电容C₃为去耦电容，这个电容可以保证在长线的感性负载下，电路不震荡。

电容C₁、C₂需要有一个高耐压值和小电容值，这里选择耐压值为1 kV，电容量为10 nF的贴片电容。磁珠F₁、F₂需要有一个在高频时的较高电阻和直流的低阻值，这里选择MMZ1608Y152B磁珠。TVS二极管ZD1需要选择击穿电压稍高于30 V，又能经受大电流瞬间冲击，和1 nS以内响应速度，这里选择SMBJ30CA。C3的选择主要考虑耐压值及电容值，这里选择耐压值50 V，电容值为100 nF的贴片电容。

4   电路校准原理

实际电路电阻的阻值总是存在着误差，因此第2节中的电流与电压的关系式就构成如下关系式：

为实现更高精度，在校准过程中需要增加1个校准电路步骤，目的是要计算出上式中的ΔGain ， ΔOffset ，进而计算出实际电压输出值。校准步骤如下。

1) 由第二节中的公式，根据电流输出，计算出2个理论的电压输出百分比值；

2) 控制JHM1101的DAC输出，使之输出相应的百分比对应电压；

3) 采集对应的两个电路电源端实际电流；

4) 计算出ΔGain ， ΔOffset ；

5) 将计算出的ΔGain ， ΔOffset 代入公式，计算出电流输出实际应该对应的电压输出；

6) 将实际电压输出百分比作为电桥输出期望值，再进行传感器的校准操作。

5   电流温度补偿原理

在实验过程中，即使_RSENS、R_OUT、R_BACK、R_DD这4个电阻精度达到0.1%，温度系数达到10-5以内，使用普通前端补偿方法校准出的电流输出信号依然温漂很大。

这是因为电流输出的温度漂移和R_SENS、R_OUT、R_BACK、R_DD的温度系数及JHM1101内部R_trim的校准精度都有关系，使得难以补偿出全温区温漂达到0.5%以内的变送器，现在使用电流温度补偿方法可以很好地解决这种问题。

电流温度补偿方法比较简单分成以下4步实现。

1) 在常温下，校准出(4～20) mA信号，得到Gain_B和Offset_B两个参数。

2) 将(4～20) mA的电流信号变换成百分比数据。

3) 采集低温和高温的电流信号，并变换成百分比数据。

4) 通过校准算法计算出TC_g、TC_o、SOT等参数，完成温度甚至二阶补偿。

6   PCB电路板设计

这个设计可以采用圆形双层PCB(印制板)，直径为20 mm，如图4所示。这个尺寸的PCB在变送器设计中很常见，稍加改动就可以轻松实现实际应用。由于PCB尺寸较小，所以元件的放置就比较紧密，JHM1101由于可能使用内部温度传感器所以和测温二极管及低通滤波元件放置于底层，也就是最靠近传感器的位置。V/I转换及外部保护元件则放置于顶层。PCB板实物如图5所示。

图4 PCB布局布线

图5 PCB板实物

为了防止浪涌带来的电磁干扰，接地电容C₁、C₂和Z_D1贴近电流出入口P2放置。Sensor信号到低通滤波器和JHM1101输入脚的走线尽量做到最短，避免模拟信号的连线引入噪声。调试口连线需远离模拟信号，防止串扰。去耦电容C4、C8放置在非常靠近相关电源引脚的位置上。双面大面积覆铜提供非常低的对地阻抗，必要时可增加过孔连接双侧的覆铜，可以减小电流流过单个过孔时产生的电磁干扰。

Q1的内部功耗产生的热量会导致环境温度变化，这个温度变化会导致RSENS、ROUT、RBACK、RDD的阻值和JHM1101精度发生变化，所以Q1摆放尽可能远离RSENS、R_OUT、R_BACK、R_DD和JHM1101。在图5的PCB布局布线图中可以发现，Q1除远离对温度敏感元件摆放外，在它们之间还开了热隔离槽，尽可能地降低Q1发热对模块精度的影响。

7   测试结果

至此，基于JHM1101的(4～20) mA输出变送电路设计完成。还需要说明的是供电电压与负载关系，如图6所示，以及电路上电的稳定时间，如图7所示。

图7 上电输出稳定时间测试图

由此设计可得出较为理想的测试数据，以下为使用陶瓷压阻芯体，在25 ℃下单温度点校准后，在25 ℃和85 ℃下的测试数据，提供给大家参考。

1）25 ℃时的测试数据

2）85 ℃的测试数据

经过测试，在25~85 ℃温区内，搭配陶瓷压阻芯体，此电路可以达到1%FS以内的精度（包括陶瓷压阻芯体的温漂），符合设计要求。

（本文来源于《电子产品世界》杂志2020年9月期）