一种原边反馈的反激转换器设计

摘要：反激转换器因其结构简单、成本低等优点，广泛应用于隔离式小功率电源中。采用TL431（或稳压管）和光耦或增加变压器绕组的反馈控制方式限制了反激转换器体积的进一步减小。本文基于凌特公司（编者注：已被ADI收购）的LT8302设计了一个具有多模式控制、原边反馈和同步整流的反激转换器，输入电压范围DC～18 ~ 32 V，输出电压DC5 ± 0.1 V，最大输出电流2.5 A，外形尺寸（W × L × H）为27 mm× 27 mm×10 mm。该转换器具有结构简单、体积小和效率高的特点。

0   引言

随着电力电子技术的不断发展，开关电源因具有效率高、体积小、质量轻等优点被广泛应用于各种电子设备^[1-3]。在各种开关电源转换器拓扑结构中，结构简单、低成本的反激转换器通常是隔离式小功率应用场合的首选电路拓扑。传统反激转换器一般采用TL431（或稳压管）和隔离光耦配合，或增加一个变压器绕组的次级反馈控制方式，具有稳压精度高的优点[4-6]。但是，由于采用元件较多，这种反馈方式限制了传统反激转换器在对体积和成本有严格要求场合的应用。因此，为了进一步减小体积，降低成本，利用原边反馈的反激变压器受到了广泛关注[7-9]。本文基于凌特公司的LT8302设计了一个多模式控制、原边反馈和同步整流的反激转换器，其输入电压范围 DC（18 ~ 32）V，输出电压DC（5 ± 0.1）V，最大输出电流2.5 A。该转换器具有结构简单、体积小和效率高的特点。

詹天文

第一作者(通信作者)：詹天文(1982—)，男，硕士，讲师，主要从事电力电子电能变换方向的教学与科研工作，E-mail：ztw_1982@163.com。

第二作者：张瑞伟(1980—)，男，硕士，讲师，主要从事电力电子方向的教学与科研工作，E-mail：Ruiwei.zhang@163.com。

第三作者：聂金铜(1984—)，男，博士，讲师，主要从事电力电子方向的教学与科研工作，E-mail： njt15@tinghua.org.cn。

第四作者：张颖超(1976—)，男，博士，教授，主要从事电力电子方向的教学与科研工作，E-mail：zhangyingchao@tsinghua.org.cn。

1   反激转换器的反馈控制原理

反激转换器拓扑的基本原理为：在开关导通时，输入电能量转换为磁能量经变压器初级电感储存在磁芯中，在开关关断时，变压器次级电感将储存的磁能量转换为电能量传递到输出端。根据开关过程中变压器所存储的磁能量是否完全传递到输出端，反激转换器拓扑的工作模式可以分为电流断续模式（DCM）和电流连续模式（CCM）[10-11]。控制电路通过检测输出状态，调整开关导通与关断时间，从而实现稳定的输出。隔离反激转换器的反馈控制技术可以分为原边反馈和副边反馈两种方式。

1.1 副边反馈技术

副边反馈技术原理如图1 所示，通常采用光电耦合器和三端稳压器TL431（或稳压管）组合，将检测到的输出电压反馈到原边控制电路，进而控制原边功率管的开关动作，实现输出稳定的电压。常用的UC384X 和TOPSWITCH 系列芯片均采用这种反馈控制方式，通过将取样电压转换为光耦二极管侧的电流，进而控制光耦三极管的导通程度，将输出电压反馈回控制芯片，控制开关管的开通与关断。在这种控制方式中，光耦的响应时间和线性度直接影响到输出电压的稳压精度。

图1 副边反馈原理图

1.2 原边反馈技术

与副边反馈技术直接取样输出电压不同，原边反馈反激转换器直接通过变压器的初级电感获取输出电压。基本原理是在开关管关断时检测开关管漏极电压，从而取样到输出电压。由于开关管关断时的漏极电压是由输入电压、输出反激电压和漏感尖峰电压组成，直接处理有一定难度，常通过引入辅助绕组，检测辅助绕组的电压来取样输出电压。其工作原理如图2 所示。

图2 原边反馈原理图

基于LT8302^[12] 的反激转换器电路结构如图3 所示，LT8302 是一种用于隔离反激转换器的电流模式开关集成芯片。该芯片内部集成了一个3.6 A 、65 V 的功率开关管，输出电压取样通过变压器初级反馈，不需要添加附加绕组或光耦隔离反馈。当开关关断时，变压器初级感应电压V_FLBK 为：

其中， V_OUT 输出电压， V_F 为输出二极管正向压降， I_SEC为次级电流， ESR 为次级回路等效电阻， Nps 为初次级绕组匝数比。芯片通过外接电阻R_FB 和内部的反激脉冲取样电路将V_FLBK 转换为电流。取样维持误差放大器在次级电流I_SEC = 0 时取样，误差放大器同相端接内部参考电压为1 V 。由于流过R_FB 与流过R_REF 电流相等，则：

则在I_SEC = 0 时：

根据负载状态的不同，LT8302 可以控制反激转换器在打嗝模式、断续模式和准谐振边界模式工作，以提高能量转换效率。当负载电流大时，反激转换器在准谐振边界模式工作，芯片的边界检测器检测到次级电流为0，且电压谐振到谷值时导通内部开关M1。在这种模式下，开关频率将随着负载电流的增加而减小。随着负载电流的减小，开关频率将不断增加，为了防止因开关频率过高而引起的开关和驱动损耗增加，芯片将限制开关频率最大为380 kHz ，从而控制转换器在断续模式工作。当负载电流进一步减小，芯片将控制开关频率进一步减小，最低可到12 kHz ，从而控制转换器在打嗝模式工作。

2   电路设计

基于LT8302 的反激转换器设计指标如表1 所示。

图3 基于LT8302的反激转换器电路结构

2.1 变压器设计

由于LT8302 内部集成的开关管最高耐压为65 V ，变压器的匝数比NPS 为：

式中， VL_EAKAGE 为漏感尖峰电压； V_F 为输出整流二极管正向压降。

变压器初级电感L_PRI 应当满足芯片的最小导通时间t_ON(MIN) ，最小关断时间t_OFF(MIN) 以及最小开关电流I_SW(MIN) 的要求：

本设计采用同步整流来提高变换效率，所以忽略输出整流二极管正向压降，取漏感尖峰电压为15 V ，最终选取PC47 材料的变压器磁芯EPC13，初次级匝数比NPS为 2.5，初级电感为9 μH。

2.2 输出电容计算

输出电容的选取应该在兼顾体积和成本的前提下，尽可能减小输出电压纹波，其计算公式为：

最终选取输出电容为4 个陶瓷电容并联。

2.3 缓冲电路设计

缓冲电路的主要作用是吸收漏感能量，防止开关管被漏感尖峰电压击穿损坏。本设计采用RC + DZ 的箝位缓冲方式。由于变压器漏感等杂散参数难以通过理论计算精确求出，RC 参数通常是根据实际电路工作情况进行调整，初始选取470 pF ， 39 Ω 。

最大齐纳击穿电压V_ZENNER(max) 应当满足：根据本设计的要求，最终选取DFLS1100 和CMZ5934B 组成箝位电路。

在本设计中，选取R_REF =10 kΩ，忽略输出整流二极管正向压降VF ，通过上式可计算得到R_FB =125 kΩ。由于电阻本身误差以及变压器实际变比等因素会造成输出电压设计值与实际输出值有所偏差，可根据最终实验结果，对R_FB 进行微调，新调整的取样电阻R_FB(NEW) 与测得的输出电压满足以下关系：

3   实验结果

根据以上分析和参数计算结果，设计的基于LT8302的反激转换器电路图如图4 所示，同步整流控制芯片采用LT8309^[13]。转换器实物如图5 所示，尺寸为27 mm× 27 mm。

在输入电压为额定24 V 时，反激转换器输出波形如图6 所示，图中（a）、（b）、（c）波形1 分别为负载电流为0、1.5 A 、2.5 A 时开关管M1 的DS 电压波形；波形2 为对应负载电流下的输出电压纹波。从图中可以看出，在对应负载电流下，反激转换器分别在打嗝模式、断续模式和准谐振边界模式下工作，输出电压纹波峰- 峰值最大为40 mV 。图6（d）为负载电流为2.5 A 时，同步整流MOSFET 的GS（波形1）和DS（波形2）波形。

分别测试了该转换器在输入电压为18 V 、24 V 和32 V ，负载电流分别在0.5 A 、1 A 、1.5 A 、2 A 、2.5 A 时的能量转换效率，然后拟合曲线，结果如图7所示。在通常情况下，该转换器的能量效率能够达到80% 以上。

图5 反激转换器实物图

4   结束语

本文基于LT8302 设计了一个具有多模式控制、原边反馈和同步整流的反激转换器，其输入电压范围DC（18 ~ 32）V，输出电压DC（5 ± 0.1） V，最大输出电流2.5 A 。该转换器具有结构简单、体积小、效率高的特点。

（a）输出电流0 A测试波形

（b）输出电流1.5 A测试波形

（c）输出电流2.5 A测试波形

（d）输出电流2.5 A同步整流波形

图6 反激转换器波形图

参考文献：

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https://www.analog.com/media/en/technical-documentation/data-sheets/lt8309.pdf.

图7 能量变换效率图

（本文来源于《电子产品世界》杂志2021年6月期）