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功率稳压逆变电源电路设计—电路图天天读(263)

作者:时间:2017-10-28来源:网络

  本文介绍了一种功率稳压,具有工作稳定可靠、输入功率因数高、输出精 度高、波形失真度小、效率高的优点。

本文引用地址:http://www.eepw.com.cn/article/201710/368998.htm

  采用 PWM 稳压系统,可使启动瞬间降压幅度明显减小。无论电风扇还是电冰箱,应用供电时,均应在输出端增设图 1 中的 LC 滤波器,以改善波形,避免脉冲上升沿尖峰击穿电机绕组。

  采用双极型开关管的,基极驱动电流基本上为开关电流的 1/ β,因此大电流开关电路必须采用多级放大,不仅使电路复杂化,可靠性也变差而且随着输出功 率的增大,开关管驱动电流需大于集电极电流的 1/β, 致使普通驱动 IC 无法直接驱动。 虽说采用多级放大可以达到目的, 但是波形失真却明显增大, 从而导致开 关管的导通/截止损耗也增大。 目前解决大功率及 UPS 的驱动方案,大多采用 MOSFET 管作开关器件。

  MOSFET 的驱动

  近年来, 随着 MOSFET 生产工艺的改进, 各种开关电源、 变换器都广泛采用 MOSFET 管作为高频高压开关电路, 但是, 专用于驱动 MOSFET 管的集成电 路国内极少见。 驱动 MOSFET管的要求是,低输出阻抗,内设灌电流驱动电路。所以,普通用于双极型开关管的驱动 IC不能直接用于驱动场效应管。

  目前就世界范围来说,可直接驱动 MOSFET 管的 IC 品种仍不多,单端驱动器常用的 是UC3842 系列, 而用于推挽电路双端驱动器有 SG3525A(驱动 N 沟道场效应管)、 SG3527A(驱动 P 沟道场效应管) 和 SG3526N(驱动 N 沟道场效应管)。然而在开关电源快速发展的近 40年中,毕竟有了一大批 优秀的、功能完善的双端输出驱动 IC.同时随着 MOSFET 管应用普及,又开发了不少新电路,可将其用于驱动 MOSFET 管,解决 MOSFET 的驱动无非 包括两个内容: 一是降低驱动 IC 的输出阻抗; 二是增设 MOSFET 管的灌电流通路。 为此, 不妨回顾 SG3525A、SG3527A、SG3526N 以及单 端驱动器 UC3842 系列的驱动级。

  图 2a 为上述 IC 的驱动输出电路(以其中一路输出为例)。振荡器的输出脉冲经或非门,将脉冲上升沿和下降沿输出两路时序不同的驱动脉冲。在脉冲正程期 间,Q1 导通,Q2 截止,Q1 发射极输出的正向脉冲, 向开关管栅极电容充电, 使漏-源极很快达到导通阈值。 当正程脉冲过后, 若开关管栅-源极间充电电荷不 能快速放完, 将使漏源极驱动脉冲不能立即截止。为此,Q1 截止后,或非门立即使 Q2 导通,为栅源极电容放电提供通路。此驱动方式中,Q1 提供驱动电 流,Q2 提供灌电流(即放电电流)。Q1 为发射极输出器,其本身具有极低的输出阻抗。

  为了达到上述要求,将普通用于双极型开关管驱动输出接入图 2b 的外设驱动电路,也可以满足 MOSFET 管的驱动要求。 设计驱动双极型开关管的集成电路, 常 采用双端图腾柱式输出两路脉冲,即两路输出脉冲极性是相同的,以驱动推挽的两只 NPN 型三极管。为了让推挽两管轮流导通,两路驱动脉冲的时间次序不同。如 果第一路输出正脉冲,经截止后,过一死区时间, 第二路方开始输出。 两路驱动级采用双极型三极管集射极开路输出, 以便于取得不同的脉冲极性,用于驱动 NPN 型或 PNP 型开关管。

  前级驱动 IC 内部缓冲器的发射极,在负载电阻 R1 上建立未倒相的正极性驱动脉冲使三极管 Q 截止。在驱动脉冲上升沿开始,正极性脉冲通过二极管 D 加到 MOSFET 开关管栅-源极,对栅源极电容 CGS 充电,当充电电压达到开关管栅极电压阈值时,其漏源极导通。正脉冲持续期过后, IC 内部缓冲放大器发射极 电平为零, 输出端将有一定时间的死区。 此时,Q 的发射极带有 CGS 充电电压,因而 Q 导通,CGS 通过 Q 的 ec 极放电,Q 的集电极电流为灌电流通路。 R2 为 开关管的栅极电阻, 目的是避免开关管的栅极在 Q、 D 转换过程中悬空, 否则其近似无穷大的高输入阻抗极容易被干扰电平所击穿。 采用此方式利用普通双端输出集 成电路,驱动 MOSFET 开关管,可达到比较理想的效果。为降低导通 /截止损耗,D应选用快速开关二极管.Q 的集电极电流应根据开关管决定, 若为了提高输 出功率, 每路输出采用多只 MOSFET 管并联应用,则应选择 ICM 足够大的灌流三极管和高速开关二极管。

  TL494 应用

  目前所有的双端输出驱动 IC 中, 可以说美国德州仪器公司开发的 TL494 功能最完善、 驱动能力最强,其两路时序不同的输出总电流为 SG3525 的两倍,达到 400mA.仅此一点,使输出功率千瓦级及以上的开关电源、DC/DC 变换器、,几乎无一例外地采用 TL494.虽然 TL494 设计用于驱动双极型开关管,然而目前绝大部分采用 MOSFET 开关管的设备, 利用外设灌流电路,也广泛采用 TL494 。为此,本节中将详细介绍 其功能及应用电路。其内部方框图如图 3 所示。其内部电路功能、特点及应用方法如下:

  A.内置 RC 定时电路设定频率的独立锯齿波振荡器 , 其振荡频率 fo(kHz)=1.2/R(kΩ)。 C(μF),其最高振荡频率可达 300kHz, 既能驱动双极性开关管,增设灌电流通路后,还能驱动MOSFET 开关管。

  B.内部设有比较器组成的死区时间控制电路, 用外加电压控制比较器的输出电平, 通过其输出电平使触发器翻转, 控制两路输出之间的死区时间。 当第 4 脚电平升高时, 死区时间增大。

  C.触发器的两路输出设有控制电路, 使 Q1、 Q2 既可输出双端时序不同的驱动脉冲, 驱动推挽开关电路和半桥开关电路,同时也可输出同相序的单端驱动脉冲,驱动单端开关电路。

  D.内部两组完全相同的误差放大器, 其同相输入端均被引出芯片外, 因此可以自由设定其基准电压,以方便用于稳压取样,或利用其中一种作为过压、过流超阈值保护。

  E.输出驱动电流单端达到 400mA, 能直接驱动峰值电流达 5A 的开关电路。双端输出脉冲峰值为 2×200mA,加入驱动级即能驱动近千瓦的推挽式和桥式电路。

  电压不超过 VCC+0.3V.第 2、15 脚为误差放大器 A1、A2 的反相输入端。可接入误差检出的基准电压。 第 3 脚为误差放大器 A1、 A2 的输出端。 集成电路内部用于控制 PWM 比较器的同相输入端,当 A1、 A2 任一输出电压升高时,控制 PWM 比较器的输出脉宽减小。同时,该输出端还引出端外,以便与第 2、15 脚间接入 RC 频率校正电路和直接负反馈电路,一则 稳定误差放大器的增益,二则防止其高频自激。另外,第 3 脚电压反比于输出脉宽,也可利用该端功能实现高电平保护。 第 4 脚为死区时间控制端。 当外加 1V 以下 的电压时,死区时间与外加电压成正比。如果电压超过 1V,内部比较器将关断触发器的输出脉冲。第 5脚为锯齿波振荡器外接定时电容端,第 6 脚为锯齿波振荡器 外接定时电阻端,一般用于驱动双极性三极管时需限制振荡频率小于 40kHz. 第 7 脚为接地端。第 8、11 脚为两路驱动放大器 NPN 管的集电极开路输出端。 当第 8、11 脚接 Vcc, 第 9、10 脚接入发射极负载电阻到地时,两路为正极性图腾柱式输出,用以驱动各种推挽开关电路。当第 8、11 脚接地时,两路为同 相位驱动脉冲输出。第 8、11 脚和 9、10 脚可直接并联,双端输出时最大驱动电

  流为 2×200mA, 并联运用时最大驱动电流为 400mA.第 14 脚为内部 基准电压精密稳压电路端。 输出 5V ±0.25V 的基准电压, 最大负载电流为 10mA. 用于误差检出基准电压和控制模式的控制电压。TL494 的极限参数: 最高瞬间工作电压(12 脚)42V,最大输出电流 250mA,最高误差输入电压 Vcc+0.3V,测试/环境温度≤45℃,最大允许功耗 1W,最高结温 150℃,使用温度范围 0~70 ℃,保存温度-65~+150 ℃。

  TL494 的标准应用参数: Vcc(第 12 脚)为 7~40V, Vcc1(第 8 脚)、 Vcc2(第 11 脚)为 40V, Ic1、Ic2 为 200mA , RT 取值范围 1.8~500kΩ , CT 取值范围 4700pF~10μF ,最高振荡频率(fOSC)≤300kHz。

  图 4 为外刊介绍的利用 TL494 组成的 400W 大功率稳压逆变器电路。它激式变换部分采用TL494, VT1、 VT2、 VD3、 VD4 构成灌电流驱动电 路, 驱动两路各两只 60V/30A 的 MOSFET开关管。 如需提高输出功率, 每路可采用 3~4 只开关管并联应用, 电路不变。

  编辑点评:由于本文中的交流稳流源实质上是一个电压型电流源, 即通过快速调节输出电压来实现输出稳流。因此,所描述的交流稳流逆变电源应用于低压电器长延时热脱扣试验,适用于对断路器、热等低压电器作 长延时特性的校验和测试。
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