通用型IGBT变频电源的研制过程

1 　引　言

目前,一些设备仍沿用传统的400Hz 变频机组供电,具有笨重、效率低、噪声大,动态品质差、输出波形差等缺点。用静止变频电源取代它是发展的必然趋势。早期的晶闸管静止变频电源虽然克服了变频机组的许多缺点,但晶闸管的关断依赖负载或附加的关断电路,控制复杂,动态性能不理想,在技术性能上很难有新的突破。本文提出的变频电源,从根本上克服了上述弊端,是一种性能优良的静止变频电源。

2 　主电路和系统控制结构

2. 1 　变频电源的主电路结构

主电路结构如图1 所示。J S 为软启动控制,避免上电时浪涌电流对整流模块的冲击。

采用工业上比较流行的SPWM 控制策略。由于载波频率的高频化,SPWM 脉冲波的第一组谐波中心向高频端迁移,距基波频率甚远,如
图2 所示。这就使得输出滤波网络得以小型轻量化,动态品质也得以改善。

输出滤波网络采用常K型两元件低通滤波器[5 ] 。滤波元件L 、C 的参数按下式选取:

L = R/ (πf c) (1)

C = 1/ (πf c R) (2)

式中　f c ———通带的高截止频率
　　　R ———滤波器的特性阻抗

2. 2 　系统的控制结构

系统控制结构如图3 所示。电流环作为输出电压控制环的辅助环,能成功地限制逆变器的输出电流,以防止逆变器过载,提高系统稳定性。

图中　Uge ———电压给定
　　　Upc ———偏磁校正
　　　Igd ———电流给定
　　　Uxl ———限流给定

3 　擎住效应及防护技术[1 ,2 ]

3. 1 　擎住效应

IGBT 由四层PNPN 组成,内部形成一个寄生晶闸管,有可能由于再生作用而发生擎住。IGBT的擎住效应有两种模型:稳定导通时的静
态擎住及关断时产生的动态擎住。

3. 2 　静态擎住效应

IGBT的等效电路如图4a 所示。α1 、α2 分别是VT1 和VT2 的电流放大系数且为电压电流的函数。如果α1 增大,通过P 基区的空穴电流Ih 也增大,当Up = Ih Rp > 0. 7V 时,NPN 管开通,VT1 、VT2 发生正反馈。已知当α1 + α2 = 1时,IGBT被擎住,栅极失去控制作用。IGBT 将发生破坏性损坏。

3. 3 　动态擎住效应

考虑结电容的等效电路如图4b 所示, IGBT在关断时J2 结因反偏几乎承受着全部高压。结电容Cj2影响最大,仅考虑Cj2的影响。重加
d v/ d t 使Cj2产生位移电流iDis :
iDis∝d v/ d t (3)

此时应为动态α,若不考虑α随电压的变化,仅考虑电流对其影响,则动态αs 定义为:

由上式可看出,擎住发生时αs1 + αs2 = 1。此时与静态的α1 、α2 无关。管电流随iDis位移电流迅猛增加,关断时重加d v/ d t 最为有害。