一种隔离式输出可调节的高频有源功率因数校正器的设计

MOSFET的延迟时间TD1有效地增加了BOOST升压电感的充电时间。在通常的工作条件下，MOSFET的电压应力是IGBT的一半。而在升压变换和短路条件下(例如变换器工作在反激式状态时)，就会看到QA的电压应力高出许多。

在该电路拓扑中，变压器的设计是很关键的。推挽式变压器应使原边绕组与副边绕组之间漏感最小。同样也应使两个原边绕组之间的漏感最小。实际上，如果不采用复杂精细的结构(例如隔层用铜箔屏蔽等)，要实现两项指标是困难的。在多数情况下，使用平面型变压器有利于达到这些目标。较高的漏电感效应包含了更高的电压应力和振铃，以及更大的功率损耗，它还会损失更多的可用占空比。高电压电平会难以设计有效的缓冲电路来减小漏感振铃。

升压电感器的设计与常规升压变换器很相似。然而正如典型应用电路图所示，经一只二极管接到输出端的附加绕组，需要在升压电感器上制作。该绕组具有与变压器相同的匝数比，当两只推挽管同时截止时，该绕组为电感器能量提供一个放电路径。在起动期间当输出电压为零时，变换器可产生很高的浪涌电流。当超过设定的门限电平时，则UCC3857的过流保护电路将关闭所有的输出端。

在实际例子中，升压电感器的辅助绕组把能量引至输出端。这是一种优先选择的方法，因为在输出电压升高时，会使主开关管不能应付浪涌电流的高电压。而当辅助绕组把能量传递到输出端时，QA两端的电压应力变为输入电压加上反射输出电压，该值高于它的反射输出电压的稳态值。

(1)芯片的偏置电源和起动

UCC3857采用美国Unitrode公司的双极混合工艺BCDMOS制造，它使电源电流具有最小的起动值(典型值60A)和工作电流(典型值3.5mA)。其重要意义是功耗更低，用于IC起动的充电电阻器明显变小。

(2)振荡器的调节

振荡器(英文：oscillator)是用来产生重复电子讯号(通常是正弦波或方波)的电子元件。其构成的电路叫振荡电路。能将直流电转换为具有一定频率交流电信号输出的电子电路或装置。种类很多，按振荡激励方式可分为自激振荡器、他激振荡器;按电路结构可分为阻容振荡器、电感电容振荡器、晶体振荡器、音叉振荡器等;按输出波形可分为正弦波、方波、锯齿波等振荡器。广泛用于电子工业、医疗、科学研究等方面。由于器件不可能参数完全一致，因此在上电的瞬间两个三极管的状态就发生了变化，这个变化由于正反馈的作用越来越强烈，导致到达一个暂稳态。暂稳态期间另一个三极管经电容逐步充电后导通或者截止，状态发生翻转，到达另一个暂稳态。这样周而复始形成振荡。

UCC3857的振荡器被设计成具有宽斜坡幅度(4.5Vpp)，使它的抗噪声度更高。CT脚产生锯齿波形，在CT的放电期间产生一个时钟脉冲。在放电周期内，该脚对地的内部阻抗是600Ω。根据这一特性，放电时间由831×CT得出。如图4波形所示，IC内部的时钟脉冲宽度等于放电时间，并且在IGDRV1与IGDRV2之间设置了最小的死区时间。时钟频率由式(1)给出：

fsw=[1/(1.5RT+831)·CT]≈1/(1.5RTCT) (1)

式中IGDRV1和IGDRV2输出信号的开关频率是时钟的1/2,而辅助管MOSDRV的开关频率与时钟频率相同。

(3)基准参考信号IMULT的产生

像UC3854系列那样，UCC3857也有一个模拟计数单元ACU,它产生一个基准参考电流信号加到电流误差放大器，输入ACU的信号与瞬间电网电压值成比例，并与输入电压有效值(RMS)和电压误差放大器的输出成比例。不同于先前的RMS电压检测工艺技术。UCC3857在工艺中采用了一种专利来简化RMS电压的产生，并消除了由以前工艺引起的性能退化。

如图5所示，采用这项新工艺，需要外部双极点滤波器来消除产生VRMS的问题。在半个周期中，用替代IAC电流的镜像值对外部电容器CRMS进行充电。电容器CRMS上的电压被积分成正弦波形，并由式(2)给出。在半个周期末尾，CRMS电压维持不变，并转换成一个6bit数字代码，以便在ACU中进一步处理。在下半个周期里CRMS则放电，并标出积分。

这种方法的优点是：在VRMS电压信号上的二次谐波脉动，实际上被消除了。这样的二次谐波脉动，是不可能用限制常规双极点滤波器的摆动来避免的，它在输入电流信号中会引起三次谐波失真。对于输入端电网变化的动态响应，也可以改进成一个新的VRMS信号，它每个周期都出现。

VCRMS=[(IAC(pk)/2ωCCRMS](1-cosωt)

VCRMS(pk)=1AC(pk)/ω·CCRMS) (2a)

在正常工作时，IAC(pk)在峰值电网电压时应选择为100A.对于峰值为265VAC的通用输入电压值，这就意味着RAC=3.6MΩ。

在对高频噪声滤波时，IC的噪声灵敏度需要小容量的旁路电容器，该电容器的数值应限制在最大为220nF.在低电网电压峰值时(80VAC)，VCRMS值应近似为1.0V,以尽量减小任何数字化误差。在高电网电压时VCRMS的峰值为3.5V.电网频率在60Hz时要求CRMS的数值可由公式(2)算出为75nF.

乘法器输出电流由式(3)给出，

IMULT=[(VVAO-0.5)·IAC·K]/V 2CRMS (3)

式中K=0.33.

乘法器的峰值电流被限制在200A,且IAC和VCRMS的选用值应保证电流在该范围内。对乘法器的另一个限制是：IMULT不能超过两倍的IAC电流值，并限制VCRMS电压为最小值。

RMS电压前馈的不连续性，意味着存在输入电压变化的工作区域，但馈送到乘法器的VRMS值并未发生变化。由于电压误差放大器补偿了这一变化，使它的输出能维持所需的乘法器输出电流。当ACD的输出变化时，则在误差放大器的输出中存在一个跃变。它对总的变换器冲击极小。

对RMS电压方案的另一个关键考虑是：依靠IAC信号的零交叉是有效的。在很轻负载和高电网电压条件下，如果用一只大的电容器在桥式整流端进行滤波，那么被整流的AC交流分量就不能完全达到零值。当发生零交叉检测时，UCC3857的IAC应低于10A.

(4)栅极驱动的考虑

UCC3857中的栅极驱动电路被设计成高速驱动电路。每个驱动电路均由低阻抗的拉出和吸入DMOS输出级组成。UCC3857为驱动电路提供了分离的电源VD和接地端PGND.这些引脚考虑了驱动器电路具有较好的本机旁路作用。

还可用VD来保证输出级的SOA限制，使它在驱动高峰值电流时，不违反设计规范。由于这个原因，当VIN可能升高以应付UVLO需要时，VD则会保持尽可能低些(例如10V)。

(5)电流放大器的设置

电流放大器也叫电压跟随器，电压跟随器是用一个三极管构成的共集电路，它的电压增益是一，所以叫做电压跟随器。那么电压跟随有什么作用呢?共集电路是输入高阻抗，输出低阻抗， 这就使得它在电路中可以起到阻抗匹配的作用，能够使得后一级的放大电路更好的工作。举一个应用的例子：电吉他的信号输出属于高阻，接入录音设备或者音箱 时，在音色处理电路之前加入这个电压跟随器，会使得阻抗配匹，音色更加完美。很多电吉他效果器的输入部分设计都用到了这个电路。电压跟随器是共集电极电路，信号从基极输入，射极输出，故又称射极输出器。基极电压与集电极电压相位相同，即输入电压与输出电压同相。电路的特点是：高输入电阻、低输出电阻、电压增益近似为1,因此它可以完成上述功能。

一旦通过选择VRMS的范围来设置乘法器，就能着手设计电流放大器。乘法器的最大输出是在低电网电压和满载条件时。电感器的峰值电流也出现在相同的引脚。乘法器的端接电阻器可由式(4)来确定：

RMULT=[(IL-pk·RSENSE)/(IMULT-Pk) (4)

为了确保工作稳定，电流环的交迭频率应限制在大约是变换器开关频率的1/3.

(6)后沿的延迟

见图4波形，修改的隔离式升压变换器(BOOST)，需要两个主开关管IGBT的驱动信号和一个辅助开关管MOSFET的驱动信号，它们之间具有确定的时间关系。一只IGBT截止与MOSFET截止之间的延迟时间，可由UCC3857加以编程序。在功率因数校正应用中，输入电网电压从零值变化到交流AC峰值电平，会使需要的占空比在宽的范围内变化。

在高电网电压与(或)轻负载条件下，当交流电网电压处于峰值时，固定的延迟时间将引起电网电流失真。这是由施加在调制器上的最小可控占空比所引起的，它受固定的延迟时间影响。如果固定了最小可控占空比，那么IC内部电流环在电网电压峰值时会出现一个受限的周期振荡，它会引起电网电流失真。

UCC3857有一个适合MOSFET的延迟发生器，它直接根据负载功率的要求来调制。如图6所示，该电路按照电压误差放大器的输出电平来直接改变延迟时间，在平均电流型PFC变换器中，该放大器是以电网电压前馈来表示负载功率。延迟时间由外部元件RD和CD来设置。当内部时钟信号CLK复位闭锁U2、使PWMEDL为高电平和Q输出为低电平时，时序作用开始起动。CD经M1放电并保持低电平，直到内部PWM信号成低电平为止(这表明两个IGBT驱动之一处于截止)。在接该脚的M1截止时，CD经RD充电到7.5V基准电压值左右。

比较器U1将该电压与电压误差放大器的输出VVAO进行比较。当CD上的电压高于VVAO时，它将闭锁的U2置位，又使PWMDEL变为低电平。该PWMDEL和CLK信号按逻辑与方式产生信号，控制MOSFET驱动器的输出(MOSDRV)。延迟时间TD1由式(5)给出：

TD1=-RD·CD·ln[(7.5-VVAO)/7.5] (5)

这项工艺技术缩小了在重负载或高电网电压时的重迭延迟时间，而当电网电压变低或负载加重时，则维持较长的延迟时间。按定义该延迟把最小可控占空比缩小到可接受的电平，并用来进行编程。在大电流条件下减小延迟时间是可以接受的，因为IGBT电流直接与负载电流成比例。

可利用RD和CD来提供编程的灵活性，延迟时间能优化IGBT开关管的电流和预后的等级。如果去掉电路上的CD,还可使延迟时间变为零。