UC3855A/UC3855B高性能功率因数预调节器

使电感电流斜坡与电容器电压斜坡相等，并确定 VAC 等于零时出现最大斜坡，则可以对 CI 求解，其结果如下：

其中，N 为变流器 (CT) 匝比，(NS/NP) 和 RS 为电流检测电阻器。

电流合成器具有大约 20mV 的偏移。该偏移可以引起线电流零交叉情况下的失真。为了消除这种偏移，可以在 VREF 和 IMO 引脚之间连接一个电阻器。该电阻器值是基于 RIMO 和合成器输出端偏移量计算出来。对于一个 20mV 偏移且 RIMO = 3.3 kΩ 而言，一个从 VREF 至 1.2MΩ IMO 的电阻器可以消除这种偏移。

3.3 电流传感

3.3.1 变流器

正如我们在前面部分所见，使用 UC3855A/B 合成电感电流十分简单。只需要直接感应开关电流，并使用一个电流传感变压器便可极为有效地完成这一工作。在该功率级的阻性感应会带来过多的功耗。

在实施变流器时需要谨记几个问题。在数百千赫兹频率下，需要解决磁芯复位问题。功率因数校正电路中固有的高占空比增加了难度。除此以外，ZVT 电路使感应/复位功能更为复杂。当 ZVT 电路开启时，其电流从线路中流出。为了最小化线电流失真，应该对该电流进行测量。在变流器后面放置谐振电感，可以确保 ZVT 电路电流能够被测量。类似地，当主开关关闭时，电流继续流入谐振电容器。然而，对这一电流进行测量是非常重要的，如果该电容器被连接至 MOSFET 的漏极，且位于变流器下方，那么这一电流便耗掉了线路零相交上的最小复位时间，其占空比将接近 100%。图 7A 显示了这种结构。如果该变流器没有足够时间来进行复位，那么即使避免了完全饱和，但其也会开始饱和并降低精度，从而引起零交叉失真。图 7B 中显示了一个更好的结构。在这个电路中，当ZVT 电路启动期间放电时，测量出电容器电流。由于这种情况发生在开关周期的开始阶段，因此变流器不会损失其任何复位时间。在变流器上方连接 Cr 不会对 MOSFET dv/dt 控制产生负面影响。由于该器件一直控制着平均电流，因此，不管电容器电流是否在开关周期开始时或开关周期结束时被测量出来都没有关系。

图 7 还显示，过滤功能被添加至该变流器次级，以减少噪声过滤。该滤波器的带宽应足够低，以在不影响开关电流波形的情况下减少开关噪声。

图 7 变流器感应

除了位置和复位问题以外，还必须考虑到实际变流器结构。使用专门针对 20kHz 频率下而设计制造的变流器，在 100 kHz 及更高开关频率下并不会有较好的性能表现。低频率设计一般均具有太多的漏极电感，以至于不能被用于高频率运行，并且会引起错误感应和/或噪声问题。

3.3.2 阻性感应

UC3855A/B 仍然可以有阻性感应。由于对电流误差放大器的两个输入端对用户而言均可使用，因此阻性感应实施起来比较容易。图 8 显示了一个典型结构。该电流误差放大器的共模范围为 −0.3V 到 5.0V。如果最大信号电平保持在 1V，那么 RIMO 值同上面的计算值保持一致。这也允许阻性感应信号被馈送到 RSENSE 和 RI 结点的 ION 中，并被用于峰值限流。推荐使用一个消除栅极驱动电流影响的滤波器。我们建议，仍然连接 RVS 电阻器，并连接一个 CS 至接地的电阻器，以消除这些高阻抗节点中注入噪声的可能性。

图 8 阻性感应

3.4 电流误差放大器

电流误差放大器可以确保来自线路的输入电流遵循正弦曲线标准。放大器的正输入端为乘法器输出端。通过一个电阻器（通常与 RIMO 的值一样），负输入端被连接至电流合成器 (CS) 的输出端。电流误差放大器的输出端在 PWM 比较器中被比作锯齿波，并且因此结束了占空比。在该线路的零交叉处，占空比为其最大值。由于该占空比将接近 100%，变流器的正确复位变得越来越困难。标准 PWM 控制器在振荡器放电期间结束占空比，但是，由于 ZVT 运行，UC3855A/B 则可以按时达到100%。如果允许占空比接近100%，那么变流器便开始饱和，并使电流误差放大器认为正从该线路中流出的电流要比正被控制的电流要少。这样就使电流放大器补偿过度，从而引起零交叉上的线电流失真。另外，如果变流器饱和，那么就会丧失流限功能。由于这些原因，因此我们建议对电流放大器的输出端进行外部钳位控制，以限制最大占空比。图9显示了一个典型的钳位电路。

图 9A 中的钳位电路性能非常好（见表 1），但是，如果要求有更高的性能，或者要求其工作在一个宽线压范围内，那么可以使用图 9B 中的电路。该电路将钳位电压调节为与线路成反比例。

A 电流误差放大器钳位电路

B 具有输入电压补偿功能的钳位电路

图 9 钳位电路

设置钳位电压的程序非常简单。如果在首次启动期间电流放大器钳位便被设定为一个相对较低的值（≈4 V），那么该系统则可以运行，但带有过大的零交叉失真。一旦该系统处于工作状态，那么钳位电压在变流器没有饱和以前均可以增加，并且线电流具有一个可接受的 THD 水平。一旦钳位电压被设定，那么便可重复同其他器件运行。在用于通用线路运行及 500-W 输出的实验电路板中，单级钳位被设定为 5.6V（低线压、最大负载条件下），并且一个可接受的 THD 水平（ 10%）在所有线压和负载条件下可以被测量出来。钳位电压被设定在 PWM 比较器斜坡峰值（额定值为 6.5V）以下，以限制 DMAX。将钳位电压设定太低会引起过多的零交叉失真，因为该放大器不能充分地控制线电流。

图 10A 和 10B 分别显示了有钳位电流放大器和无钳位电流放大器的运行情况，而图 10C 则显示了将放大器输出电压钳位控制过低（顶部波形为线电流，底部波形为 VCAO）的结果。将钳位设置太高和没有钳位的结果是一样的。

图 10 C/A 钳位对 I 线路的影响

除了必须要考虑到线路电压作用以外，设置两级钳位电路的程序均相同。该线路电压仅为线路补偿提供 100mV 到 200mV 的钳位电压。

在非常轻或者无负载的条件下，线路的平均电流要比正常情况下由电流误差放大器控制的平均电流低。为了防止出现过压情况，如果误差放大器的输出电压变为 ≈1V 以下，该器件便进入脉冲跳跃模式。脉冲跳跃还会出现在高线压和低负载条件下。当 CAO 在 1V 以下时，脉冲跳跃比较器就被激活。在 OVP/ENABLE 电路中，该比较器的输出变为一个 OR 栅极输入，从而使该 OR 栅极输出增高。该信号防止了 ZVT 和主栅极驱动升高。

补偿电流误差放大器的程序将在设计程序部分 (IV) 中进行讨论。

3.5 电压误差放大器

输出电压被电压误差放大器的 VSENSE 输入感应到，并将其同一个内部生成的 3V 参考电压进行比较。放大器的输出，即 VEA，（在一个给定输入电压情况下）随着输出功率的变化成正比例变化。电压误差放大器的输出电压范围大约为 0.1V 至 6V。放大器的输出为乘法器输入之一，并且一个低于 1.5V 的输入电压抑制了该乘法器输出。在设计程序部分中对本补偿电压环路的设计程序进行了大致描述。

3.6 保护电路> 3.6.1 OVP/ENABLE

UC3855A/B 将使能和 OVP 功能结合至一个引脚中。它需要一个最低 1.8V 的电压来运行该器件，如果低于该电压值，参考电压就会较低，同时振荡器被禁用。电压高于 7.5V 将中断对栅极的驱动。当出现过压条件时，应将电阻分压器调至 7.5V，这样才能保证以一个适宜的线电压进行启动。例如，如果将输出电压高于 450V 定义为过压条件，那么 VOUT 至 OVP 引脚之间的分压器的比例为 60：1。该分压器就能保证以 76 VRMS (108 VPK) 的线电压进行启动。

3.6.2 电流限制

UC3855A/B 具有逐脉冲限流功能。乘法器功耗限制决定了线路上的最大平均功