一种LDO稳压器内部动态频率补偿电路的设计

引言

ldo稳压器的调整元件通常采用pnp管或pmos管，通过共射或共源的结构输出，因此，ldo稳压器的输出阻抗比较高，受负载的影响较大，容易造成系统的不稳定。通常利用输出电容的等效串联电阻进行频率补偿，以改善其稳定性。这种方法对输出电容有很高的要求，特别是esr，若处理不当会提高电源管理方案的成本。本文提出了将频率补偿电路设计到稳压器内部的方法，降低了对输出电容的要求，并且补偿的零点跟随负载电流变化，降低了负载电流变化对系统稳定性的影响。

ldo稳压器的频率补偿原理

影响ldo系统稳定性的主要因素有：误差放大器、调整管、反馈电阻网络、输出电容及其等效串联电阻的旁路电容等。

ldo稳压器的典型频率响应如图1所示。其ugf代表单位增益频率（unit gain frequency）。虚线代表esr的稳定范围。

零点zesr和极点pb由resr决定，当resr改变时,zesr和pb也上下移动，使得环路稳定性受到影响。因此，为了保证系统的稳定，必须选择合适的resr。ldo稳压器的应用资料一般会提供保证系统稳定所需resr值的范围。通常钽电容的esr值较为合适，并且比较准确，但其价格比较昂贵，这无疑增加了设计成本。

同时,采用输出电容的等效串联阻抗进行频率补偿的另一个缺点是，esr对ldo稳压器的瞬态响应的影响。在最坏情况下，当负载电流瞬态从零变化到最大值时，输出电压最大的瞬态变化量为：

其中，δt1是ldo需要的响应时间，如果忽略压摆率的影响，δt1约等于闭环带宽的倒数。δvesr是esr上的电压变化量。由等式可看出，esr越大，对瞬态响应特性影响越大。

针对ldo稳压器利用esr进行频率补偿存在的不足，本文提出的内部动态频率补偿电路对此进行了改进。

内部动态频率补偿电路的设计

采用内部动态频率补偿电路的ldo稳压器系统如图2所示。电路内部添加了一个rc补偿网络，并采用了两级放大结构。第一级放大器采用跨导运放实现，第二级放大器采用输出阻抗较小的放大结构。

从图2中可得出其主要的零极点如下：

第一个极点：

从第一个极点po的表达式可得出，该极点与负载电流成正比，如果内部rc网络产生的零点频率固定不变，则单位增益带宽随着负载电流变化，同时可能会引起振荡，达不到补偿的效果。

针对以上问题，电路中可引入可变电阻构成的动态rc频率补偿网络，该电阻用工作在线性区的mos管导通电阻来实现。通过在调整管处并联一个电流检测管，使其检测输出电流，以控制rc补偿网络可变电阻r的阻值，使零点zc也随负载电流变化，当负载电流减小时，零点频率也减小；负载电流变大时，零点频率也变大。此时，零点zc和极点po同时随负载电流增大或减小，保证了稳定性和环路增益带宽不变。

频率补偿rc网络的具体电路如图3所示。可变电阻是m8的导通电阻，rc网络主要是由m1、m2、m4、m6、m7、m8、cc构成的，其中m1是电流检测管，调整管m0用宽长比很大的pmos管实现。

由m3、m5、r3构成的偏置电路，可以保证m0和m1的漏/源极电压基本相等，使电流id1以恒定的系数正比于电流il变化，id1通过m4和m6构成的镜像电流源决定m7的电流。则：

由于第一级运放的输出阻抗较大，第二级放大器的输入阻抗也较大，并且m8没有电流流过，因此，m9的电流非常小，可以近似地认为vgs9≈vth。所以，

此时，m8的导通电阻为：

为了保证等式（10）成立,vgs8必须大于vth，通常m7选用一个宽长比较小的mos管，而m9选用一个宽长比较大的mos管，由表达式（11）得出，当负载电流il减小时，导通电阻ron变大，补偿的零点频率减小；负载电流增大时，补偿的零点频率增大。

第二级放大器主要是对误差放大器的输出阻抗和调整管的栅寄生电容起隔离的作用。第二级放大器的输出阻抗比较小，产生的第三个极点可在单位增益带宽之外，从而克服误差放大器的输出阻抗和调整管栅寄生电容产生的低频极点。

仿真验证

该电路采用hynix 0.5μm cmos工艺来实现。在leve128模型下，内部动态频率补偿电路的频率响应采用hspice仿真，整个系统的相位裕度为60°,系统稳定。

负载电流发生变化时，其频率响应曲线如图4所示。

由图4可看出，采用内部动态频率补偿电路，其环路增益带宽不随负载电流变化，满足系统稳定性的要求。

结语

本文提供了一种新颖的ldo稳压器内部动态频率补偿电路。与利用esr进行频率补偿的方法相比，此电路不仅改善了瞬态响应特性，而且在提高ldo线性稳定性的同时，大大降低了对外部电容的esr要求，此时可以采用esr比较小的陶瓷电容，从而在提高性能的同时，降低了ldo稳压器的应用成本。