低噪声、高线性度的3.5GHz LNA设计

　　为了尽量减少甚至避免实际的调整，在建立原型之前需要通过仿真设计片外电路。预测潜在问题(如带外不稳定性)还有助于避免将错误的PCB版图提交给制造部门。

　　为了便于匹配电路的设计，需要通过测量处于典型偏置条件下的定制设计夹具上的物理器件获得MMIC散射参数(s2p)。这种特征化夹具使用与原型LNA相同的PCB材料(10mil RO4350)。在利用穿透反射线(RTL)技术从原始数据中除去夹具效应后，生成的s2p数据就反映了器件及其PCB封装外形(即器件下方的安装焊盘和基板)。然后把s2p文件导入安杰伦科技的ADS2006A软件用于电路仿真。

　　在第一次仿真迭代过程中，可以采用简化的等效电路对片外元件进行建模。虽然制造商提供的s2p文件可以用于构建这些RLC无源器件的模型，但它们缺乏随时修改元件值的便利性，可能减慢仿真器中的调谐过程。另外，电容制造商提供的s2p数据在有效性方面有严格的限制，因为它沿着芯片长轴只有一个参考面，所以其只对于并联电容才是准确的。因为串联在射频通路中的电容是真正的双端口器件，需要两个参考平面，即一个端子需要一个参考平面，所以这种数据无法准确地表述这种电容。

　　通过直观地选择最重要的寄生元件，可以创建简化的RLC元件等效电路，正如Rhea描述的那样。由2个或3个元件的等效电路组成的这些元件模型只能解决基频谐振，而现实世界的无源元件具有多种更高的谐振频率。更精确的建模技术(如基于测量的模型)可以覆盖多种更高的谐振频率，但是要求额外的测量和计算机优化来开发。为了设计LNA阻抗匹配电路，可以容忍简单模型的频率限制，因为我们主要是对f0周围的频率范围感兴趣。值得注意的是，制造商提供的许多s2p文件也是频率受限的。

　　电感模型使用了最接近f0的频率点(通常是1.7GHz或1.8GHz，具体取决于制造商，这在数据手册中可以找到)规定的QUL典型值，然后可以使用Q∝√f关系外推到3.5GHz以上。电感的寄生电容(Cpst)从公布的SRF典型值计算得到，但需要增加额外的0.1pF，以代表与PCB焊盘有关的寄生电容。电容模型中的寄生电感(Lpst)遵循供应商软件中提供的值。

　　结果与讨论

　　原型在以下条件下进行评估：5V供电电压，3.5GHz中心频率和室温。通过使用3.3kΩ的RBIAS值将器件电流Idd设置为60±5mA。

　　最首要的设计目标是同时达到良好的反射损耗(IRL-15dB)和低噪声水平(F1dB)。这个要求最初来自双工器或滤波器对端接敏感的基站(BTS)市场部分。较老的基站实现通常依赖位于平衡LNA输入端的隔离器或积分耦合器同时实现低反射损耗和噪声系数。但是，鉴于成本和空间的考虑，较新的实现设法取消了隔离器或积分耦合器。在图5中，在3.5GHz处测得的性能是：IRL=-16dB,ORL=-12dB和ISO=-32dB。在约300MHz处产生的最小反射损耗低于目标要求，然而并不需要重新调谐输入匹配电路，因为其它要求已经满足。除此之外，还需要有比普通E12更高粒度的LC值，将中频带搬移到准确的3.5GHz。测量得到的ISO要比同样尺寸的单个EPHEMT好13dB左右。

　　图5：测量和仿真得到的输入反射损耗(IRL)、输出反射损耗(ORL)和反向隔离(ISO)与频率的关系。

　　在3.5GHz测得的噪声系数稍低于1dB。由于前述的输入匹配误差，最小值被偏移到3GHz。最小的F要比单个PHEMT参考约低0.1dB。最大增益17.6dB发生在2.6GHz，但保持了15.6dB的足够增益。

　　对最终的LNA潜在的不稳定性进行了彻底研究，结果见图6所示的图形。在通带之外，增益单调地下降，其较小的拐点位于14GHz和18GHz。造成峰值的可能原因是元件谐振和输入输出耦合，但当这些峰值低于单位增益时，在尺寸不合适的金属外壳中空腔共振风险很小。从图7还可以看出Rollett稳定系数(公式31)，稳定性指标D=|S11S22-S12S21|。这两个指标都是根据测量到的板级s2p计算出来的。由于测量表明在整个评估的频率范围内k>1和D1，因此，能够保证带正实数部分的任何端接都具有绝对稳定性。

　　图6：测量和仿真得到的噪声系数(F)和增益(G)与频率的关系。

　　图7：测量和仿真得到的增益(G)、Rollett稳定系数(k)和稳定性指标(D)与频率的关系。

　　由于接收机元件具有非线性，相邻通道信号可能形成三阶互调失真(IMD3)。由2f1-f2或2f2-f1关系确定的非线性不可能被滤除，因为它们非常接近有用信号。线性度的一个关键指标三阶交点OIP3被定义为基频信号功率(Pfund)和IMD3功率理论上的交叉点。在线性区域，OIP3可以利用公式3从IMD3幅度计算得到：

　　(公式3)

　　其中，ΔIM是基频信号功率和互调产物功率之间的差值(单位dB)。

　　评估这个设计时使用了位于3500MHz和3501MHz的两个输入声调。然而，不希望有其它频率间距去明显改变结果。如图8所示，在由Pi-4dBm包围的线性工作区域内，OIP3≥35dBm。这要比单个PHEMT低1dB，这个值非常显著，因为VDS在共源共栅拓扑中只有一半。IMD中的零点或最佳点位于-6dBm输入驱动点，表明这是AB类操作。形成零点的原因是小信号IMD和大信号IMD在饱和开始时处于异相状态。

　　图8：测量得到的输出功率(Po)、三阶互调功率(IMD3)和三阶交点(OIP3)与频率的关系。

　　通过降低G和增加F使接收机减敏的阻塞现象可以由异步干扰源(如共享同一铁塔的强大的发射机)或同步源(如经过同时具有收发功能的收发器中的循环器或双工器泄漏的信号传输)造成。因此，具有高增益抑制阈值的元件可以更加有效地抵抗阻塞。增益抑制主要是由放大器中的非线性转移特性造成的，随着作为次要因素的散热渐增，放大器将被驱动到线性范围之外。

　　图9显示了+19dBm的输出1dB压缩点(P1dB)，其类似于参考的单个EPHEMT。尽管共源共栅拓扑结构具有更低的VDS，还是获得了很高的P1dB，因为GaAs更低的体积电导率具有更少的热量损失，以及ePHEMT低膝点电压(0.3V)在钳位之前允许更大的电压摆幅。允许电流Id像AB类功放那样与功率的平方成正比(即Id∝Po2)，也导致了更高的P1dB，在类似的设计中显示了在2.4GHz处有4dB的改善。

　　图9：测量到的G和Id与输出功率(Po)的关系。

　　本文小结

　　至此，已经用低成本、QFN2x2封装的MMIC成功设计出了具有优良噪声系数、增益和线性性能的3.5GHz LNA。结合芯片级的偏置调节器、ESD保护和稳定性网络，可以将外部元件数量减少到12个。安华高的GaAs EPHEMT专有工艺可以在不降低增益、功率和线性度的条件下用单级电路实现+15dB的增益，这是因为共源共栅晶体管仅工作在VDD的一半。在3.5GHz频率点，共源共栅拓扑结构与相同栅极宽度的单个EPHEMT相比，具有可观的增益和隔离优势。未来的工作将专注于输入匹配误差的校正，和在较宽电源电压范围内进行定性分析。