低噪声、高线性度的3.5GHz LNA设计

　　匹配、射频去耦和偏置功能总共需要12个片外元件，因为这些功能无法集成在芯片上(表1)。

　　表1：LNA评估电路的物料清单。

　　C3、C6和L1提供栅极偏置的射频去耦。C1-L3 L网络将器件S11转换为Z0，如图2所示。输入的中频带有意偏移完美的匹配状态，以便能够环绕Smith图中心以获得更宽带宽。高通拓扑结构可以复现低频(LF)工作。

　　图2：仿真得到的输入匹配轨迹。

　　器件ZOUT在f0时已经接近50Ω，因此不需要进一步匹配。C2和L2则分别用作隔直器和扼流圈。它们还隐含有高通特性，可进一步增强LF稳定性。在第一次设计迭代过程中，L2用的是一个0402绕线电感，这将在最低频点(11GHz)形成0.94的Rollett稳定系数(k)。当L2在后来的原型中用多层0402电感代替时，这个最低系数k在10GHz可轻松的提高到1.2(见图3)。我们认为这个多层电感在10GHz点具有更低的Q(品质因数)是稳定性提高的根本原因。图3中的仿真结果支持这一推测，即通过选择更低Q值的L2可以提高稳定系数k。

　　图3：仿真得到的k与频率的关系：L2降低Q值的函数。10GHz时，将QUL从25降低至5可以提高稳定系数k。

　　为L1-L3选择的芯片电感应具有比f0更高的自谐振频率(SRF)。如此谨慎的做法可以确保3.5GHz处电感的运转状态具有可预测性。

　　由于输出和输入引脚的偏置电压来自同一电源(Vdd)，因此，一部分输出信号可能通过传导的方式沿着公共的直流通路返回到输入端。输出和输入信号的相量叠加可能形成增益纹波，甚至低于f0的振荡。为了避免电源上发生意外的输出至输入反馈，需要使用去耦电容C3-C6将交流信号旁路到地。小电容和大电容的组合使用可以在更宽的频谱上实现有害信号的抑制。

　　尽管输入匹配电路具有高通响应特性，但其有限的带外抑制允许一定程度的低频信号渗入。由于FET栅极在低频时接近开路，所以信号将被反射回源极。由于入射和反射的输入信号在频率范围内存在相位变化，因此它们的矢量叠加将在输入反射系数(ΓIN)上产生纹波，如图4所示。在纹波尖峰超过单位1的频率点，放大器可能会变得不稳定。由此可以知道，稳定性判据k在受影响的频率处也将小于1。由R2和C6组成的解决方案给反射信号提供了电阻端接，因此可以降低f0以下的纹波。

　　图4：在增加R2-C6低频端接网络之前和之后测得的输入反射系数。

　　为了在时域双工(TDD)模式下切换LNA，RBIAS的Vdd端可以被重新连接到0/5V控制逻辑。切换时间受RBIAS和C6的大时间常数(τ=RBIAS·C6)限制。为了实现更快的导通，C6可以减小到与C3相同的值。在此评估板上，C6值为10pF时，测得的导通时间约为0.6μs。

　　面积为21.5x18mm2的PCB在10mil的Rogers RO4350材料上使用了带共面地的微带线。这种价格适中的基板具有适度的射频性能，并且与FR4制造工艺兼容。由于RO4350 PCB本身较薄而太柔软，因此需要在其地平面侧粘贴一块1.2mm厚的FR4附加层进行加固，使PCB叠层足够厚(1.45mm)，以适合使用标准边缘安装(edge-launch)射频连接器的滑合座。

　　MMIC底部的中央板和引脚4必须使用尽可能短的路线连接到射频地，以尽量减小有害的寄生效应。如果在MMIC和PCB地平面之间存在明显的寄生电感，可能出现包括增益下降和频率大于10GHz的振荡等问题。在MMIC下方直接放置4个过孔就可以实现到底部地平面的连接。根据良好的射频使用习惯，所有未用的MMIC引脚也都连接到地。