采用Pspice分析系统评估噪声
即使有源元件没有准确的噪声模型，我们也可以利用 Pspice 系统简化预测噪声所涉及的繁复运算。以上例而言，我们可以利用 Pspice 进行额外运算的仿真，以便计算输出噪声，因而称其为“间接仿真”。这种方式无需进行噪声仿真，便可计算指定频率范围内每一噪声源至输出的增益。Pspice Probe 可以显示每一噪声源的增益频率响应，而我们可以将 Pspice 增益仿真结果输入数据表分别进行处理，以估算均方根噪声。
以下逐步说明如何进行间接 Pspice 噪声仿真噪声模拟测试所需的每一步骤，另外还列出图2 所示电路的仿真测试结果。
步骤 1：对于每一个噪声源进行噪声预测时，先使用Pspice系统进行“交流电AC”对其频率扫描分析模拟分析仿真其输出电压，并将每一噪声源的频率扫描一遍，以便模拟其输出电压。每一噪声源都需经过一次交流电的模拟分析。电阻的热噪声可作为并联某一特定电阻的并联电流源的简单模型处理，(在Pspice里并联电流源比电压源更容易增减因为在 Pspice 系统内增减并联电源比增减串联电源较为容易)。
图4是测量射频热噪声的电路。
其他噪声源的测试结果并没有在下面一一列出，但若按照同样的方式计算，有关结果应大致相同。以下是图2 所示电路的其他噪声源：
U1 输入噪声电压
U1 反相输入噪声电流
U2 输入噪声电压
U2 反相输入噪声电流
R2 热噪声
R3 热噪声
RD 热噪声
步骤 2：利用 Pspice Probe 函数曲线显示“输出电压除以输入电压”的结果，换言之，可以藉此计算每一噪声源的增益。
图5是图4 所示电路的仿真结果，图中的 Pspice Probe 显示本示例几个指定节点名称的“Vout/ I_RF_thermal”增益。
步骤 3：注意每一次仿真的最高增益及适用的 -3dB 带宽 (或 -3dB 的滚降频率)。我们可以用数据表整理并处理获得的相关结果。
注意图5 的光标必须位于峰值响应的 70.7% (-3dB)，否则便无法读取较低及较高的 -3dB 频率 (即以下图表1 的“f1”及“f2”)。与步骤 1 所列重要噪声源有关的所有资料都在表 1 内列出。有关射频热噪声的数字均列于“噪声源”#5 的一栏之内，高亮显示突出其重要性。
步骤 4：步骤 3 的增益如乘以噪声源振幅及噪声带宽的平方根，便可得出某一噪声源占总输出噪声的百分比。只要将单极点响应的仿真结果乘以 1.25因子 [SQRT (pi/2)]，便可为非砖墙式的行为提供补偿。如欲提高数字的准确性，可参考应用注释 OA-12 (http://www.national.com/an/OA/OA-12.pdf)。文中详细讨论如何为不同峰值的带通响应作出更准确的校正。本文为方便起见，全部采用 1.25 因子，如此可以简化解释过程
至于电阻热噪声的幅值，以下是室温下粗略的等效并联噪声电流：
i_R_thermal( 4pA/RtHz / sqrt [ R(Kohm)]
因此，以 100KW的电阻为例，其噪声源应为 0.4pA/RtHz。
表2是表 1 添加了 G、H、I 等栏之后的最新数据：
注意：表2“U1 噪声电压”一行所列数字 (即G栏第一行的15nV/RtHz)是 LMV772 噪声电压在 12Hz (f1)至78kHz(f2)范围内的“视觉平均数”(参看图6)。用这样粗略的方法计算近似值基本上不会很准确，因此我们应注意上述分析只可得出粗略估计数值。
若个别的增益频率响应比图5 所示实例的带通响应更为复杂，我们可以利用“肉眼”估算其平均值及实际的高、低频率，并将有关数值列于数据表内。这种间接分析方式的主要优点是可以清楚显示个别噪声占总噪声量的百分比。作为初步的分析来说，这种初步的粗略估算是可以接受的。
此外，RF_thermal 高亮显示在表格2中(标记在噪声“source#5”列中)。以下详细列出 RF_thermal 的计算方法以供参考：
G 列：
噪声源振幅
I 列：
步骤 5：利用算试表将来源不同的噪声的平方数值加起来，然后取其平方根，以便计算所有噪声源的总均方根噪声。
表3将最后计算出来的数据一一列出。
表3右下角列出的“4.99mV_RMS”是 6 个噪声源加在一起的总和，这是噪声总量的最后答案。若与前文所说的直接 Pspice 噪声仿真(4.39 mV_RMS)比较，两者相差约 14%，对于粗略的间接分析方法来说，14% 的偏差尚算合理，可以接受。
以下是这个最后答案的计算方法：
我们应注意一点，上述步骤只利用 Pspice 计算不同噪声贡献的增益，并没有利用较为准确的有源元件噪声宏模型。但即使采用间接的 Pspice 方法，噪声数据的可靠性仍然非常重要。此外，数据算试表一旦编列完成，哪一个才是最大的噪声来源以至这一噪声占总噪声量的百分比等资料便一目了然。直接模拟的方法便完全不同，直接模拟的测试结果不会显示哪一噪声源占主导地位。以图6为例来说，表内清楚显示 RF_thermal 是最大的噪声源。
这个间接的 Pspice 方法还有另一优点，那就是算试表编列完成之后，即使测试的先决条件有变，也很容易预测全新情况下的噪声量。以 LMV771 为例来说，这款芯片的输入噪声电流极低 (0.001pA/RtHz)，我们即使以输入噪声电流为 0.3pA/RtHz 的 LMV721 双极型输入芯片代替LMV771，也可利用算试表即时预测新的输出噪声：
若以 LMV721 取代 LMV772，输出噪声之中的“U1 噪声电流”部分 (即表 3 的 I 栏第二列) 的数值可利用以下等式计算出来：
新的输出噪声总量：
换言之，输出噪声可能会增加至 12.4mV_RMS， 而 U1 输入噪声电流会取代 RF_thermal 而成为最大的噪声来源。
结语
本文主要讨论了一些利用 Pspice 的优点进行仿真的方法，确保我们即使没有准确或完整的噪声宏模型，仍可仿真噪声来源及其分布。上文分别介绍直接及间接的 Pspice 噪声仿真方法，扩充了用户的可供选择的分析工具库，来解决噪声评估的问题。上文还详细介绍间接的仿真方法，以加深用户对这个方法的了解，让用户可以利用这种有用的工具，找出系统的最大噪声来源，然后将之隔离处理，确保用户可以利用简便而具成本效益的分析方法，作出更精明的决定。■
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