单电池DSP的电源供给系统

介绍
今天，要满足便携式数字信号处理器（DSP）解决方案的电源需求，有多种不同的方法可供选择。正常情形下，需要两个系统电压：一个给DSP核使用，另一个则支持DSP的I/O单元和系统的其余部分。这类应用的主要考虑因素之一，是电源供给器必须拥有很高的工作效率以延长电池的供电时间。本文将介绍一些直流电压转换器的电路设计方式，并以MP3网络音频播放机为范例，解释系统的设计方式，并分析电源的工作效能、转换效率以及成本。

问题
今天的DSP组件大都需要两组电源，而且所能容忍的误差范围有限，因此不可能将电池的输出直接送给它们使用，而必须设计适当的直流电压转换解决方案。

负载则是另一项设计挑战，图1以网络音频播放机评估模块为例，显示了核心与系统供给电流的瞬时变动。当评估模块工作时，会有不同的软件程序依续执行，例如唤醒DSP来服务DMA中断要求、执行译码的工作、或是存取媒体中的资料，这些都会反映在核心与系统电流的瞬时变动方面。由于核心与系统都必须使用同样的电源，因此当电流脉冲同时出现的时候，系统的工作就可能发生问题。因此，工程师必须用很低的成本提供很高的工作效能，特别是对于使用电池的产品，当要求电源供给电路拥有高工作效能的时候，就表示它必须提供最大的电源转换效率以及很长的电池使用时间。

图1. 网络音频评估模块的DSP输入电流（核心与系统）

直流电压转换器解决方案
以下将介绍直流电压转换器的不同设计方式，它们都可支持DSP核心与系统电路 (这些电路都需要两组电源供给)。我们会用TI（德州仪器公司）的网络音频播放机评估模块来实验这些设计，这套评估模块采用了一个TMS320VC5410 DSP组件，需要3.3 V的系统电源以及2.5 V的DSP核电源。

这里所介绍的直流电压转换器都必须同时支持碱性电池、镍镉电池或是镍锰氢电池，因此必须能够应付0.9～3.0 V范围的输入电压；另一方面，因为系统必须使用3.3 V的电压，而这已高于最大的输入电压，因此需要一套升压方案。本文将讨论三种不同的电路：第一种电路是使用一个升压转换器，然后在后面串接另一个LDO稳压器；第二种方法是利用一个可提供两组输出电压的「驰反式转换器」（flyback converter）；最后一种电路则是在升压转换器的后面串接一个降压转换器。

1. 升压转换器与一个线性稳压器串联
图2是第一种解决方案，也是最简单的方法，就是在升压变压器的后面串接一个线性稳压器；我们将升压转换器的输入端直接连到电池，然后再把输出端（也就是系统电源的输出端）串接到另一个线性稳压器，由它来产生较低的核心电压。

图2. 升压转换器与串接在后的线性稳压器

图2所示，标准的升压转换器会包含一个主动开关，它的动作是由一个“脉宽调制”（PWM）的机制来控制。当开关导通时，电池会对电感器充电，若这个主动开关被切断，那么电流就会通过整流器，然后进入输出电容，于是这个电容就被充电。

受到了升压转换器特性的影响，它的输入电流会连续，但输出电流却不会，因此当您在选择转换器的输入电容与输出电容时，这个特性是一项重要的考虑因素，后面将详细讨论这一点。为了提高转换效率，建议您使用一个同步整流器来搭配这个电压转换器；这种整流器为了降低导通时的功率损失，会使用一个MOSFET开关晶体管来取代常见的二极管。另一方面，为了要产生核心电压，我们还会使用另外一个线性稳压器。在这里的设计中，额定的电压降为0.8 V（从3.3 V降为2.5 V），因此我们必须选择一个低压降的LDO线性稳压器。

2. 双输出电压的驰反式转换器
图3是一个提供了两组输出电压的驰反式转换器，这个驰反式转换器的输入端会直接连到电池。

图3. 提供两组电压输出的驰反式转换器

若从电池的角度来看，它的输入端与升压转换器的输入端非常类似，只有整流阶段有些不同；此时，电感器会被分成三个线圈，由初级线圈负责充电（与升压转换器相同），然后再透过两个次级线圈来放电。另一方面，它也是透过脉宽调制的方式来提供稳压功能，但只有一个输出端可被直接稳压，第二个输出端则是透过两个次级线圈的绕线比来间接达到稳压效果。当电感器放电时，电流总是会流入电压最低的输出端。
必须注意的是，在某些极端的工作条件下，未稳压输出端可能发问题，例如未稳压输出端承受了最大的负载，而稳压输出端却只有很小的负载、甚至完全没有负载。为了避免这个问题，若您决定使用脉宽调制的方式来控制稳压输出，而这个控制器又负责控制驰反电路的开关晶体管，那么这点也必须列入考虑。此外，在选择电容时，也须了解在这样的电路中，输入电流与输出电流都是不连续的。
针对多组输出电压的驰反式电源供给，目前并没有转换器可支持这类电路的同步整流功能，因此不可能设计一个体积很小的高效率电源供给器。在测试电路中，系统与核心的电源电压只相差0.8 V，相较于“同步升压器+LDO稳压器”的方案，使用异步的驰反式方案并不能为我们带来更高的转换效率。此外，驰反式方案的设计不但需要更高的成本，而且还会占用更多的电路板面积，这是因为它必须使用特殊的电感器，而这类电感器的体积与价格都远超过标准的升压电感器，因此在本文中，我们并未考虑这种方案。

3. 升压转换器后面串接一个降压转换器
第三个方案是在升压转换器的后面串接一个降压转换器，它的成本最昂贵，但是转换效率也最高。在前一个方案中，我们是把一个LDO稳压器串接在升压转换器的后面；此处，我们仍然使用了一个升压转换器，但它后面串接的并不是LDO稳压器，而是一个降压转换器。图4使用了一个标准的降压转换器，这个转换器有一个主动脉宽调制的开关晶体管，当开关晶体管处于导通状态时，电感器会被充电，当开关晶体管被切断之后，电路就进入放电阶段，电感器的电流也会流过降压转换器的整流二极管。在这个方案中，输入电压与输出电压的比例也是由开关晶体管的负载周期决定。

图4. 升压转换器与串接在后的降压转换器

要定义输入与输出电容，必须了解在一个降压转换器当中，输入电流是不连续的，而输出电流则是连续的，这可协助我们将电路设计最佳化。如果我们能设计降压转换器的控制方式，让它需要输入电流的时候，正好就是升压转换器提供输出电流的同时，那么只要透过“上升边缘／下降边缘”（trailing edge/leading edge）的同步控制，就可降低它对于系统电压储存电容的要求。换句话说，当升压转换器的开关晶体管被切断后，降压转换器的开关晶体管才会导通。除了这种控制方式之外，只要使用同步整流的方式，并且用一个MOSFET晶体管来取代二极管，那么降压器的转换效率还能进一步增加。

电容器
升压转换器的输入端有一个输入电容，它主要是在升压器的输入端以及电池和电池的相关电路（电池的电极、电线与印制电路板上的导线）之间提供解耦合功能。一般而言，只要使用越大的电容，对电池就越有帮助。但是，要让这颗电容发挥功效，它的等效串联阻抗（ESR）必须小于电池与导线的总电阻值，若事先知道这些设计参数，就可将它们做最佳化处理。由于升压转换器的输入端电流为连续，因此只须用输入电容来提供解耦合功能，并且减少输入电流中的纹波成份即可；只要达成这些目标，就算我们对这个电容采用非常低成本的设计，也不会影响到电源转换效率。

在升压／驰反式的设计中，我们必须使用一个输出电容，这样当电感在进行充电时，才能提供负载所须的电流；因此，这个电容值与它的等效串联阻抗值就成为输出电流涟波的决定性因素。为了计算所允许的最小电容值，必须将一些参数列入考虑，包括最大输出电流、输出电压纹波成份以及负载周期与切换频率。此外，还可利用这个输出电容来应付输出电流的瞬时脉冲，只要这个脉冲的“转角频率”（corner frequency）高于升压转换器的“交越频率”（crossover frequency）；为了达成这个目标，必须选择一个高效能的电容，例如陶瓷电容或是“等效串联电阻和等效串联电感”（ESR/ESL）都很小的钽质电容。

LDO稳压器也使用输出电容，但主要是用来稳定它的控制回路。由于LDO稳压器的回路增益很高，因此通常不必为了满足瞬时电流脉冲的需求，去增加额外的输出电容。在这种情形下，若将电能储存在LDO稳压器的输入端，就可得到更好的效果。此外，由于降压转换器的输入电流也不连续，因此它的输入电容也具有储存电力的效果，这会对输入电流脉冲产生阻尼的作用，进而减少电流脉冲对于电路零件的冲击。

由于降压转换器的输出电流是连续的，因此在最理想的情形下，不必接上额外的电容；但在实际的应用中，为了稳定控制回路，并且应付转角频率高于降压转换器交越频率的高速瞬时电流脉冲 (为了达成这样的要求，我们建议使用一个高效能的输出电容)。另一方面，要应付转角频率低于交越频率的电流脉冲，最好是把电能储存在降压转换器的输入端，这是因为输入端的工作电压较高，因此就算我们使用同样大小的电容，而且这些电容的额定电压值也相同，它还是可以储存更多的电能。

最终的设计与测量结果

1. 电源供给器的要求
本文使用了一套网络音频评估模块来进行实验，它需要2.5 V的核心电压与120 mA的最大电流；另一方面，系统的电源供给则为3.3 V，所需最大电流为90 mA，平均电流值则为70 mA。

2. 找出核心与系统电流的转角频率
图5是一组示波器图形，针对核心（a）与系统（b）的供应电流，分别显示面对最高速电流脉冲时的上升边缘。

图5. 核心与系统电源最快速的负载瞬时变动

利用上升边缘的上升时间，可计算出电路的转角频率（fc = 0.35/tr），而核心电流的计算结果则是在230 KHz的范围内。由于直流电压转换器的跨越频率通常是在10 KHz左右，因此为了降低这个转角频率，必须使用额外的储存与阻隔电容。例如可使用一个等效串联阻抗小于3Ω的10 (F钽质电容，它可将转角频率降低至1 KHz以下，并进入我们所能接受的范围。对系统电源也采取同样的作法，利用给定的脉冲数据，计算出转角频率为20 KHz，因此为了确保电路动作正常，须加入一个10 (F左右的电容，让这个频率降低至1 KHz以下。

3. 找出系统电源供给的最大电流脉冲
在图6的示波器图形中，显示了最坏情形下的总系统电流，由于这个电流脉冲峰值已经超过了系统最大工作电流，因此必须加大系统电源供给器（升压转换器的输出）的储存电容，才能满足这个电流脉冲的要求。利用这个脉冲的参数资料，可计算出所需的电容值，让这个脉冲电流最多只会造成0.1 V的电压降。
根据计算的结果可知，最少需要225 (F的储能电容，而且它们的等效串联阻抗必须小于0.1Ω。为满足这项要求，我们选择了两颗120 (F的的钽质电容，它们的等效串联阻抗只有0.85Ω，然后在前面所介绍的两种电路架构中，将这两颗电容并联至升压转换器的输出端。除了加大电容值之外，还有一种方法也可以应付这种电流脉冲，就是使用输出电流能力更强的直流电压转换器，但通常这种方式的成本较高，也需要更多的电路板面积。

图6. 最坏情形下的总系统电流

升压转换器 + LDO 稳压器的电路说明
图7是一个测试电路，它使用一个升压转换器和一个串接在后的LDO稳压器，其中升压转换器采用了TI TPS61016组件，它是一个内建开关晶体管的同步升压转换器，可以提供3.3 V的固定输出电压；此外，这颗转换器还能支持0.9 ～3.0 V的完整输入电压范围。如同图中所示，这颗组件只须少数几个外接零件就可顺利工作，它必须搭配输入电容以及输出电容，这些电容值可按前面的方法来计算。至于LDO稳压器则是使用了另一个TPS76925组件，为了保持电路的稳定动作，还必须在输出端加上一个小的钽质电容。

图7. “升压转换器 + LDO稳压器”方案的完整线路图

图8则是“升压转换器+ LDO稳压器”方案在1.2 V输入电压（单颗NiXX电池）下正常工作时，核心电压与系统电压的纹波成份。

图8. “升压转换器 + LDO稳压器”方案工作时，系统与核心电压上的纹波

图8可看出，纹波的幅度比原设计值还小。此外，根据图9的上面一条波形（100 mV的纹波），可找出正常工作情形下（播放音乐），网络音频评估模块的功率损耗与输入电压之间的关系；例如电压降低时，电流就会增加，而造成升压转换器输入电路的功率损耗上升。

图9. “升压转换器 + LDO稳压器”与“升压转换器 + 降压转换器”解决方案的功率消耗

4. 升压转换器 + 降压转换器的电路说明
图10也是一组测试电路，它使用一个升压转换器和串接在后的降压转换器，这组升压电路与“升压转换器 + LDO 稳压器”解决方案中的电路完全相同，降压转换器则使用了TPS62006组件，这是一个内建开关晶体的同步降压转换器，可提供2.5 V的固定输出电压，也是最容易与升压转换器同步的组件。

图10. “升压转换器 + 降压转换器”解决方案的完整线路图

图11（电压波形图）以及图9（功率消耗，位置较低的波形）则是我们所量测的结果。

图11. “升压转换器 + 降压转换器”解决方案工作时，系统与核心电压上的涟波

结论
比较测量所得的电力损耗值，很清楚发现“升压转换器 + 降压转换器”方案最有效率；例如在只用一个电池的情形下，“升压转换器 + LDO稳压器”方案可提供4.2小时的工作时间，而“升压转换器 + 降压转换器”方案却能供应5小时的电力，这比前者多出了20%的电池使用时间。但“升压转换器 + 降压转换器”方案也有缺点，成本比前者高出33%，并且必须使用更多的电路板面积。毫无疑问的，“升压转换器 + LDO稳压器”电路的设计简单多了，只须执行较少的计算，就可选择正确的零件，也不必实作任何的同步功能。
就DSP的未来发展而言，核心与I/O（系统）的电压差距正在增加，于是这两种方案的功率损耗差距也会随之增加，这会让驰反式解决方案更有吸引力。