TDS-OFDM系统的载波间干扰消除方法

作者：时间：2008-03-18来源：网络收藏

　　摘要：为了消除时域同步正交频分复用(TDS-OFDM)系统中的载波间干扰(ICl)，通过假定信道在OFDM块内呈线性变化，建立了TDS-OFDM在时交信道下的系统传输模型。在此基础上采用一种决策反馈的方法来消除ICI。该方法使用伪随机(PN)序列时域相关进行信道粗估计，并在一个OFDM块内进行线性内插得到整个OFDM块内的信道细估计。分析和仿真结果表明，该方法相对于TDS-OFDM系统的传统方法有2 dB以上的误码率性能增益，并且复杂度与传统方法相当。

　　关键词：信道估计；载波问干扰消除；时域同步正交频分复用；伪随机序列

　　正交频分复用(OFDM)，作为多载波技术中的一种，是对抗多径衰落信道的有效方法，它使用并行数据传输和子信道交叠，通过采用保护间隔来对抗信道频率选择性。OFDM已被广泛应用在广播领域，如欧洲的地面数字电视传输标准(DVB-TCOFDM)和清华大学提出的地面数字电视传输方案(DMB-T TDS-OFDM)。

　　当信道变化较慢时，可以近似认为信道在一个OFDM块内保持不变，那么信道均衡可以通过简单的一阶频域滤波实现；但是，信道时变产生的时间选择性衰落将导致子载波间的正交性受到破坏，产生载波间干扰(ICI)。当信道变化较快时，信道块时不变的假设(即忽略ICI)必然会带来系统性能的严重恶化。

　　为此，本文假定信道在一个OFDM块内呈线性变化，建立了时域同步正交频分复用(TDS-OFDM)的系统传输模型，并采用一种决策反馈的方法来消除ICl。基于TDS-OFDM的PN序列作为帧头的帧结构特点，通过PN序列时域相关得到信道冲激响应的粗估计，然后在OFDM块内做线性内插得到信道冲激响应的细估计。仿真结果表明，在快速时变信道下，该方法相对于传统方法有明显的性能改善，并且具有较低的复杂度。

　　1 TDS-OFDM系统传输模型

　　图1给出了TDS-OFDM系统的帧结构示意图。TDS-OFDM系统的信号帧由帧头和帧体数据2部分组成。作为保护间隔的帧头，由PN序列循环前缀、PN序列和PN序列循环后缀组成。PN序列循环前缀的长度可根据信道最大多径时延来定制。

　　图2给出了TDS-OFDM的基带传输系统框图。在发送端，每N(N=3 780)个数据组成一个帧体向量，通过快速傅里叶反变换(IFFT)得到时域帧体向量x，由PN序列循环前缀、PN序列和PN序列循环后缀组成的帧头向量P被插入来作信道估计。然后通过并串转换得到发送信号s。在接收端，采样后的数据r被分为帧头部分u和帧体部分v。帧头部分被用来作信道估计，通过本地产生一个相同的PN序列与接收到的帧头数据作时域相关得到信道粗估计，再经过线性内插得到信道细估计。使用该信道细估计来消除帧头对帧体的干扰，这样TDS-OFDM信号可以等价于零前缀OFDM(ZP-OFDM)信号，再通过交叠相加方法(OLA)，ZPOFDM信号等价于循环前缀OFDM(CP-OFDM)信号。由于信道估计的误差，在进行上述处理时会带来额外的噪声，但由于帧头长度相对于帧体长度较小，并且在通常的信噪比和多普勒频移范围内，信道估计的精度是足够高的，因此这种额外的噪声可以被忽略。将使用上述两种操作后的帧体数据b通过FFT得到，然后采用一种决策反馈的方法来消除ICI，得到对发送数据的估计。

　　本文假定系统已经精确同步。设信道的冲激响应为h[m，l]=h(mTs,l)(Ts为采样间隔，l=0，1，…，L-1，L代表多径的个数)。考虑信道在OFDM块内的变化，那么，在接收端，经过处理后的帧体部分可以表示为

　　本文假设信道在OFDM块内呈线性变化，即hBody[m,l]可以表示为

　　2 ICI消除方法

　　根据式(9)，对X的估计为

　　但是，由于上式的复杂度很高，为o(N3)次复数乘法运算，所以很难在实际中使用。为此，基于线性内插的信道估计方法，本文在TDS-OFDM系统中采用了一种基于决策反馈的ICI消除方法。

　　2．1 决策反馈ICI消除方法

　　首先，忽略式(9)中的ICl分量，得到对发送数据的一个粗估计

　　再从Y中扣除所得的ICl分量估计，可以得到无ICI的数据估计如下式所示：

　　以上为TDS-OFDM系统的基于决策反馈的ICI消除方法，其实现框图如图3所示。由于FFT的复杂度为o(N)，那么总的实现复杂度为2o(N)+4N，即o(N)。可以看出，这种方法的复杂度比直接按式(10)进行均衡的方法所需要的复杂度o(N3)要低很多，并且和传统方法的复杂度在一个数量级上。

　　下面分析该方法的ICI消除性能。ICI消除前的平均信干比为

　　其中Qp,q代表矩阵Q的第p行第q列的元素。图4给出了ICI消除前和ICI消除后的信干比随多普勒变化的仿真曲线。可以看出，随着Doppler频移的增加，系统的信干比性能明显下降。该ICI消除方法在使用估计的信道参数和理想的信道参数时，性能差异不大。在所给的多普勒频移范围内，即使使用估计的信道参数，该方法相对于没有采用ICI消除的方法，仍可以获得20 dB左右的信干比改善。

　　2．2 信道估计方法

　　为了有效地进行ICI消除，必须有准确的信道估计作为基础。本小节给出了TDS-OFDM系统在时变信道下的信道估计方法，即如何得到。在TDS-OFDM系统中，每个信号帧包含了一个已知的PN头作为帧头，它被用作时域导频信号来进行信道估计。由于帧头长度相对于帧体长度小得多，可以近似认为信道在一个帧头的时间间隔内保持不变，记为hHead[l]，那么，接收到的帧头数据可以表示为

　　其中为发送的帧头向量(包括PN循环前缀、PN序列和PN循环后缀)。将接收到的帧头数据与本地产生的PN序列做时域相关可以得到帧头处的信道冲激响应估计，称之为信道粗估计，由下式表示：

　　根据得到的信道粗估计，通过延时和线性运算可以很容易得到have[l]和hdel[l]的估计，表示为：

　　其中：代表当前帧的信道粗估计；代表下一帧的信道粗估计。将式(20)和(21)带入式(5)就可以得到OFDM块内信道冲激响应hBidy[m,l]的估计。由于TDS-OFDM系统使用了时域导频的帧结构，才能利用PN头时域相关得到的相邻两帧的信道估计，进行线性内插得到块内的信道细估计。该信道估计的方法非常简单并且有效。

　　为了分析分析信道估计的性能，定义信道估计的平均归一化均方误差为

　　其中M代表仿真的OFDM块个数。

　　图5和图6分别给出了信道估计的归一化均方误差随信噪比和Doppler变化的仿真曲线。其中：PS代表本文中使用的信道估计和ICI消除方法；CS代表假定信道块时不变的传统方法,即假定jBody[m，l]=hHead[l]；AS代表假定信道块时不变的改进方法，即假定可以看出，当信噪比很低时，PS相对于CS和AS的信道估计性能优势并不明显，但随着信噪比增加，PS相对于CS和AS有着明显的性能优势，如在信噪比为20 dB时，PS相对于CS和AS分别有20 dB和13 dB的信道估计归一化均方误差性能增益。这3种方法的性能随Doppler频移的增加而恶化的趋势相似，当Doppler频移在40 Hz和200 Hz时，信道估计归一化均方误差性能有大约15 dB的差异。