一种大功率LED照明驱动电源的设计与研究

　　1 驱动电源整体结构

　　本文设计的大功率LED驱动电源采用两级结构。市电220V交流电经过整流滤波电路后，进入前级的有源功率因数校正(APFC)电路，输出稳定的直流后，通过后级的单端反激变换电路进行降压，实现稳态恒功率控制[1-2]，其结构框图如图1所示。

　　2 功率因数校正电路

　　本设计采用ST公司的控制器L6561，原理图如图2所示。

　　2.1 输入电容的选择

　　输入高频滤波电容Cin可减弱高频电感电流涟路产生的切换噪声。如取较大的值有助于减弱噪音，改善EMI，但会使功率因数和电流谐波变差，尤其在高输入电压和轻载时[3]。另一方面，小的Cin值，有助于提高功率因数和减小输入电流畸变，但需要更大的EMI滤波器，会增加输入整流桥前面的功率损耗。因此需要在两者间权衡考虑，这里选用标称值0.47μF、耐压值400V的CBB电容。

　　2.2 输出电容的选择

　　输出电容要根据输出电压的大小、最大允许过电压值的大小、输出功率和期望的电压纹波率来选择。整流后的电压纹波大小与电容的等效阻抗和电容的峰值电流有关，使用低ESR值的电容器，电容的容抗会比较好，因此其电容值为

　　计算得到Co要大于等于23.87μF。

　　启动时间也做出要求，Co要在允许的最大压降时间内传递所需的输出功率需求。由于同时要满足保持时间30ms的要求，需对电容值再次进行计算。

注意输出电容容量的典型值与输出功率有关。由

　　计算得到Co为102.9μF。

　　因电容器的电容量存在误差，还需要考虑降额使用。在此设计中降额20%，故选用标称值150μF、耐压值420V的电解电容。

　　2.3 功率MOSFET的选择

　　选择MOSFET的主要参考依据是导通电阻RDSon，针对功率因数校正技术的应用，开关管的耐压是由过压允许值以及输出电压决定的，它所能承受的最大电压出现在开关管的关断时刻，大约为电源额定直流的输出电压值[4]。在选用开关管时，它的耐压规格最好留出20%的电压裕量，因此本设计中采用的开关管源漏极承受电压为VDSS≥1.2V0=480V。流过MOSFET的最大平均电流为

　　从而求得IQrms=1.26A，选用Infineon公司的20N60S5。

　　2.4 控制电路部分的设计

　　2.4.1 电压反馈环路设计

　　电压反馈是通过芯片INV脚引入的。连接到放大器E/A的反向输入端OVP电路，升压后的输出电压通过一个电阻分压网络联接到此引脚。内部E/A之非反向输入端有2.5V的参考电压，OVP保护触发电流为40μA。RoutH、RoutL按下式选择：

　,

　　计算可得RoutH=1000kΩ，RoutL=6.3kΩ，在此采用2个560kΩ的电阻R34、R35串联作为RoutH，采用7.5kΩ的电阻R32作为RoutL。

　　2.4.2 电流采样电阻的选择

　　电流检测比较器的反向输入端，通过L6561芯片的CS引脚，可检测流过电感的瞬间电流大小，并藉由外部检测电阻RS转换成电压值。一旦这个值达到了乘法器输的出极限值，PWM的栓锁就被重置、MOSFET就被关闭。在PWM栓锁还未被ZCD讯号设定之前，MOSFET都会在关闭的状态。感测电阻值RS的大小由下式计算：

　　PWM比较器反向输入端的箝位二极管把输入电压最大箝位限制在1.8V，因此RS不能大于0.488Ω，取RS为R10= 0.39Ω。

　　2.4.3 乘法器分压电阻的选择

　　管脚3是乘法器的第二个输入端;整流后的电压通过一个电阻分压网络连接到此引脚，以获得一个正弦波的参考电压信号[5]。乘法器可由以下关系描述：

　　一个完整的描述如图3所示。它描述了乘法器的典型参数特性，VMULT从0到3V、VCS从0到1.6V时可以保证乘法器操作于线性区域;而在特性曲线族中，最大斜率值()至少为1.65。基于这个考虑，可以按以下方法设定乘法器的适当工作点。

　　首先要确定VMULT的峰值VMULTpkx，这个值在线电压最大时出现，应保证这个值为3V或接近3V，并且在宽电压输入范围，而在单电压输入时，可以取小一点的值。最小值出现在输入线电压最低时，表示如下：

　　此值乘以固定的斜率△VCS/△VMULT，将得到乘法器的最大峰值输出电压VXCSpk=1.65VMULTpkx。如果VXCSpk超过电流检测线性限制值1.6V，则需选择一个更低的VMULTpkx并重新计算。用这种计算方式，电阻的比值为：

　　这里VMULTpkx取最大值3V，计算得到(R33+R36)/R31=112.1，我们取R31=10kΩ，R33=560kΩ，R36=560kΩ。

　　3 单端反激恒流电路

　　本设计采用单端反激式变换器，使用On-Bright(昂宝)公司OB2269芯片[6]。反激式变换器电路的原理图设计如图4所示。

　　3.1 变压器的设计

　　设计反激式变压器，就是要让反激式开关电源工作在一个合理工作点，使其发热量尽量少[7-8]。

　　首先设定变压器的原边感应电压值VR，它决定了电源的占空比。这里设定VR为200V，开关频率f=60kHz。开关管开通时，原边相当于一个电感，其两端加上电压后，电流呈线性上升，有：I升=Vs•Ton/L,其中VS为原边输入电压，L为原边电感量，Ton为开关开通时间。开关管断开时，原边电感放电，电感电流下降，有：I降=VR•Toff/L，其中Toff为开关关断时间。

　　由于每个周期原边电感电流不变，即I升=I降，因此有Vs•Ton/L=VR•Toff/L。引入占空比D代替Ton，用(1-D)代替Toff，得到D=VR/(VR+VS)。计算求得D=0.333。同时求得开关开通时间为Ton=D•T= D/f=5.56×10-6s。

　　这里选用PC44材质的PQ3220型铁氧体磁芯，该磁芯截面积Ae=170mm2，窗口面积Aw=80.8mm2。ΔBm的值一般是0.1到0.3之间，取得越小，变压器的铁损越小，但相应变压器的体积会大些。这里ΔBm取0.3T，代入求得原边线圈的匝数为NP=43.57，这里取44匝。电流的平均值为I=P0/(η•Vs) =0.3A，峰值电流Ip=I/[(1-0.5KRP)•D]，KRP是最大脉动电流和峰值电流的比值，取值范围在0到1之间。这里为了计算方便，取KRP=1，计算得IP=1.8A，则原边电感值Lp=Vs•Ton/(Ip•KRP)=1.23mH。

　　反激电源输出电压为36V，副边线圈输出的电压为输出电压VO再加上整流管的压降VF，VF压降约为0.6V。由于变压器线圈匝数和电压成正比，因此副边线圈匝数为

　　求得NS=8.29，取9匝。两个辅助绕组，一个用于输出端恒流芯片供电，一个用于去磁检测，取两个辅助绕组的输出电压为15V，其匝数均为：NA=15×Ns/(Vo+VF)。计算NA=3.69，取4匝。

　　变压器绕制，初级线圈采用0.4mm漆包线，次级绕组及两个辅助绕组采用0.3mm漆包线，为降低集肤效应影响，都采用3股并绕法。绕线占用窗口面积为20.19mm2，小于PQ3230型铁氧体磁芯的窗口面积，因此线圈绕制合理。变压器需开气隙为：Ig=4π×10-7•Np•Ag/Lp=0.34mm。

　　3.2 开关管的选择

　　开关管承受最大电压有PFC输入电压、原边感应电压和开关管关断时初级线圈冲击电压，电压之和约为638V。开关管开通延迟与关断延迟时间都要尽可能短，以提高开关速度，避免造成无谓损耗。考虑裕量和开关管损耗，在此选用Infineon公司的20N60S5。

　　3.3 恒流限压控制电路的设计

　　限压控制方面，选用德州仪器公司生产的三端可调分流基准源TL431A。在应用中要选择传输系数和耐压较高的光电耦合器，选用型号为PC817的光耦器。另外需通过R16、R17、R18对TL431A进行分压，分别取R16=3kΩ、R17=100kΩ、R18=39kΩ，计算能得到稳定时V1=36V，符合条件。恒流控制方面，选用型号为LM358的运算放大器。

　　在设计中使用阻值为0.05Ω的电阻R2在输出端作为电流采样电阻。电流反馈信号通过LM358、二极管D6和光电耦合器PC817反馈至OB2269的2脚FB端，再通过OB2269芯片控制输出电压，实现输出电流稳定在3A。

　　4 实验测试数据及分析

　　在完成电路调试和驱动电源的制作后，采用功率电阻模拟负载的方式，对电源样机的实际工作情况进行了实验测试。电源在不同输入电压条件下负载工作时所测得的数据如表1所示。从表中数据可以看出，在100到240V的宽输入电压范围内，输出电流均保持在3A左右，达到恒流输出的效果。

　　电源在不同负载条件下工作时所测得的数据如表2所示。数据表明，电源效率及功率因数随负载增加而上升。在满负载的情况下，驱动电源样机的功率因数达到96.9%，效率能达到86.75%，基本符合大功率LED照明系统对驱动电源的要求。

　　5 结论

　　本文从功率因数校正和变换器及其拓扑结构上进行了讨论分析，设计出一款有源功率因素校正的单端反激变换大功率LED驱动电源，通过测试驱动电源的功率因数和效率，给出实验结果并进行分析，验证本文所述理论的正确性。