热插拔保护电路设计及实例

　　引言

　　服务器、网络交换机、冗余存储磁盘阵列（RAID），以及其它形式的通信基础设施等高可用性系统，需要在整个使用生命周期内具有接近零的停机率。如果这种系统的一个部件发生了故障或是需要升级，它必须在不中断系统其余部分的情况下进行替换，在系统维持运转的情况下，发生故障的电路板或模块将被移除，同时替换部件被插入。这个过程被称为热插拔（hot swapping）（当模块与系统软件有相互作用时，也被称为hot plugging1）。为了实现安全的热插拔，通常使用带交错引脚的连接器来保证地与电源的建立先于其它连接，另外，为了能够容易的从带电背板上安全的移除和插入模块，每块印制板（PCB）或热插拔模块都带有热插拔控制器2。在工作状态下，控制器还可提供持续的短路保护和过流保护。

　　尽管切断或开启的电流会比较大，但大电流设计的一些微妙之处却常常未得到充分的考虑。“细节决定成败”，本文将重点分析热插拔控制电路中各部件的功能及重要性，并深入分析在设计过程中使用ADI公司ADM11773热插拔控制器时的设计考虑和器件选型标准。

　　热插拔技术

　　常用的两种系统电源电压为-48 V和+12 V，它们使用不同的热插拔保护配置。-48 V系统包含低端热插拔控制器和导通MOSFET；而+12 V 系统使用高端热插拔控制器和导通MOSFET。

　　-48 V方案来源于传统的通信交换系统技术，如高级通信计算架构（ATCA）系统、光网络、基站，以及刀片式服务器。48 V电源通常可由电池组提供，选用48 V是因为电源及信号能被传输至较远的距离，同时不会遭受很大损失；另外，在通常条件下，由于电平不够高，所以不会产生严重的电气冲击危险。采用负电压的原因是，当设备不可避免的暴露在潮湿环境中时，在正极端接地的情况下，从阳极到阴极的金属离子迁移的腐蚀性较弱。

　　然而，在数据通信系统中，距离并不是重要因素，+12 V电压会更加合理，它常用于服务器及网络系统中。本文将重点介绍+12 V系统。

　　热插拔事件

　　考 虑一个具有12 V背板及一组可移除模块的系统。每个模块必须能在不影响任意相邻模块正常工作的条件下被移除和替换。当没有控制器时，每个模块可能会对电源线造成较大的负载电容，通常在毫法量级。首次插入一个模块时，其未充电的电容需要所有可用的电流来对其进行充电。如果不对这个浪涌电流加以限制，这个很大的初始电流将会降低端电压，导致主背板上的电压大幅下降，使系统中的多个邻近模块复位，并破坏模块的连接器。

　　这个问题可通过热插拔控制器（图1）来解决，热插拔控制器能合理控制浪涌电流，确保安全上电间隔。上电后，热插拔控制器还能持续监控电源电流，在正常工作过程中避免短路和过流。

　　图1 热插拔应用框图

　　热插拔控制器

　　ADM1177热插拔控制器包括三个主要元件（图2）：用作电源控制主开关的N沟道MOSFET、测量电流的检测电阻，以及热插拔控制器。热插拔控制器用于实现控制MOSFET导通电流的环路，其中包含一个电流检测放大器。

　　图2、ADM1177功能框图

　　热插拔控制器内部的电流检测放大器用于监控外部检测电阻上的电压降。这个小电压（通常为0~100 mV）必须被放大到可用的水平。ADM1177中放大器的增益为10，那么，举例来说，某个给定电流产生的100 mV电压降将被放大到1 V。这个电压将与固定或可变的 基准电压进行比较。如果使用1V的基准源，那么在检测电阻上产生 100 mV（±3%）以上电压的电流将导致比较器指示过流。因此，最大电流触发点主要取决于检测电阻、放大器增益，以及基准电压；检测电阻值决定了最大电流。定时器电路用于设定过流持续时间。

　　ADM1177 具有软启动功能，其中过流基准电压线性上升，而不是突然开启，这使得负载电流也以类似方式跟着变化。这可通过从内部电流源往外部电容（SS引脚）注入电流，令比较器的基准输入从0 V到1 V线性升高而实现。外部SS电容决定了上升的速度。如果需要，SS引脚也可以直接使用电压驱动，以设定最大电流限。

　　由 比较器及参考电路构成的开启电路用于使能器件。它精确设定了使能控制器所必须达到的电源电压。器件一旦使能，栅极就开始充电，这种电路所使用的N沟道MOSFET的栅极电压必须高于源极。为了在整个电源电压（VCC）范围内实现这个条件，热插拔控制器集成了一个电荷泵，能够将 GATE引脚的电压维持在比VCC还高10 V的水平。必要时，GATE引脚需要电荷泵上拉电流来使能MOSFET，并需要下拉电流来禁用MOSFET。较弱的下拉电流用于调节，较强的下拉电流则用于在短路情况下快速禁用MOSFET。

　　热插拔控制器的最后一个基本模块为定时器，它限制过流情况下电流的调节时间。选用的MOSFET能在指定的最长时间内承受一定的功率。MOSFET制造商使用如图3所示的图表标出这个范围，或称作安全工作区（SOA）。

　　图3 MOSFET SOA图

　　SOA 图所示的是漏源电压、漏极电流，以及MOSFET能够承受这一功耗的持续时间之间的关系。例如，图3中的MOSFET在10 V和85 A（850 W）条件下能承受1 ms，如果这一条件持续更长时间，则MOSFET可能损坏。定时器电路使用外部定时器电容来限制MOSFET经受这些最坏条件的时间。例如，如果定时器设置为1ms，当电流的持续时间超过1 ms的限制时，电路就会暂停，并关断MOSFET。

　　为了提供安全裕量，在ADM1177中，定时器的电流检测电压激活阈值被设置为92 mV，因此，当检测电压接近100 mV的额定值时，热插拔控制器就会开始计时。

　　设计实例

　　由于ADM1177等控制器的设计允许一定的灵活性，因此演示其在12 V热插拔设计实例中的应用是很有用的。在本例中，假设：

　　控制器为ADM1177

　　VIN = 12 V （±10%）

　　VMAX = 13.2 V

　　ITRIP = 30 A

　　CLOAD = 2000 μF

　　VON = 10 V （较好的开启控制器的电源电平）

　　IPOWERUP = 1 A （上电过程中所需的直流偏置电流）

　　为简化讨论，计算中不考虑器件容差效应。当然，在最坏条件的设计中，应当考虑这些容差。

　　ON 引脚

　　首先考虑在电源电压超过10 V的情况下使能控制器的情况。如果ON引脚的阈值为1.3 V，从VIN 到ON引脚的分压器比例应该设定为0.13:1。 为了保证准确性，选择电阻时应考虑到引脚的漏电。

　　由10 kΩ与1.5 kΩ构成的电阻分压器的分压比为0.130。

　　检测电阻的选择

　　检测电阻的选取应以开启定时器所需的负载电流为依据。

　　其中 VSENSETIMER = 92 mV.

　　检测电阻在30 A电流下消耗的最大功率为

　　因此，检测电阻应该能承受3W的功率。如果没有具有适当的额定功率或阻值的单个电阻，可以使用多个电阻并联来构成检测电阻。

　　负载电容充电时间

　　选择MOSFET之前必须确定负载电容充电所需的时间。在上电阶段，由于负载电容的浪涌电流效应，控制器通常会达到电流限制。如果TIMER引脚设置的时间不足以允许负载电容完成充电，那么MOSFET将被禁用，系统无法上电。我们可以使用下列公式来确定理想的充电时间：

　　其中 VREGMIN = 97 mV，是热插拔控制器的最小调节电压。

　　这个公式假定负载电流瞬时从0 A上升到30 A，这是一个理想情况。实际上，较大MOSFET的栅极电荷量QGS会限制栅极电压的压摆率，从而限制上电电流，因此，一定量的电荷会传输到负载电