基于高频交流链接技术电容充电电源研究

3 工作过程分析
电源工作分3个过程：谐振电容Cr充电过程分为两个过程，分别记为模式1和模式2；Cr放电只有一个过程，记为模式3。3个过程形成一个谐振周期，谐振电感电流iLr波形和谐振电容电压uCr(t)波形如图2所示。为了更好理解3个工作过程，引入三相输入相电压：

为分析方便，考察三相输入相电压的相位从0到6／π，此时三相输入相电压满足|ua|≥|ub|≥|uc|，定义UM=|ua-ub|和UN=|ua-uc|。由于串联谐振电路的谐振频率(60 kHz)远高于工频(50 Hz)，在一个周期内，相电压变化极小，因此分析时假定加载到谐振回路中电压为恒定值。负载电容CL等效到初级的电容值远大于CL，则在一个谐振周期内，CL的电压上升非常小，在分析过程中将其视为一个直流源。

在t0时刻，首先驱动VS2和VS12，UN加载到谐振电路上，a相和c相形成电流回路，iLr增加，电流特性由LC串联谐振回路决定，同时Cr和负载电容CL开始充电，UCr和CL的电压Uo开始上升。等效电路如图3所示。假定模式1工作初始条件为：ILr(t0)=0，UCr(t0)=-2Uo。谐振电感电流和谐振电容电压为：

在t0～t1时间段内流出a相和c相电荷量为：

在t1时刻，驱动VS10，UM加载到谐振电路上，此时c相的电流被自然换流．a相和b相形成电流回路，iLr继续按照串联谐振电流特性变化，直至电流为零，此时UCr达到峰值。等效电路与图3a类似，仅将UN换为UM即可。模式2的初始条件为：

t2时刻，驱动VS1，VS9，iLr反向流动，Cr开始放电，t3时刻电流为零。等效电路与模式2相同，但iLr反向。模式3初始条件：ILr(t2)=0，UCr(t2)=UM-Uo+IMZ。
则可知iLr(t)和uCr(t)的表达式为：


4 控制策略
一个谐振周期内，模式1和模式2的电流方向规定为正，正向电流的电荷量规定为从三相流出的电荷量，反向电流的电荷量为流回三相的电荷量，则从三相流出的净电荷量为：

Q可视为从a相流出，而从c相和b相流出的电荷量分别为Q1和Q2-Q3。采用电荷控制理论，使得从a相和c相流出的电荷量正比于各自的相电压，比例系数为k，其表达式为：

θ随三相交流相电压(0～π／6)及Uo变化的曲线如图4a所示。由图可知，随着Uo的升高和三相交流相电压的变化，θ单调增大，最大值为半个充电周期。θ的变化，从另一个角度说明随着Uo的升高，输出能量增大。

谐振电流周期fs随三相交流相电压及Uo变化的曲线如图4b所示。可见，fs随着Uo的升高，先变大后变小。随着三相交流相电压的变化，谐振电流周期也是先变大后变小。周期的最大值大约为6．47 rad。相比DC-link技术串联谐振变换器的电流周期增大0．19 rad。而最大的周期出现在0．15 rad。
谐振电容器上剩余电压随三相交流相电压和Uo变化曲线如图4c所示。
谐振电容器上剩余电压随着uo升高而增大，随三相交流电压的变化先增大后减小，首末两点电压相同，最大电压出现在相位为3／π点处。

5 实验结果
在上述原理分析的基础上，设计了一台电容充电电源的实验样机，主要参数：交流输入380 V，电源输出电压为50 kV，充电速率为60 kJ／s，谐振电容1．98μF，谐振电感2．25μH，开关频率30 kHz。

图5a示出三相交流输入线电流iac与交流相电压uac波形，uac，iac保持比例关系且同相位。使用电能分析仪测量功率因数，测量值为0．99。充电初期和末期的开关电流如图5b所示。由图可见，随着uo升高，切换时间从1μs增加到2μs，电流前半周期从6μs增加到7μs，后半周期由于分布电容的影响变小。

6 结论
推导出在电流断续条件下，电源各个工作模式下的电流特性，研究了三相电网电压和输出电压对开关切换时间和谐振电流周期的影响。设计了一台基于高频交流链接技术的电容充电电源的样机，开展实验研究。实验结果表明：应用电荷控制方式，电网输入端可达到很高的功率因数，且开关切换时间(角度)和谐振电流的周期随三相电网电压和输出电压发生变化。