基于DSP28032的三电平逆变器研究

作者 王博 崔晶 西安铁路职业技术学院(陕西 西安 710014)

　　*基金项目：西安铁路职业技术学院2017年度立项课题(编号：XTZY17G06)

　　王博(1983-)，男，硕士，讲师，研究方向：逆变技术。

摘要：为实现直流到交流变换的逆变器系统，在以DSP28032为核心控制器的基础上提出了“I”型三电平逆变器的系统方案。与两电平逆变器对比，综合分析了三电平逆变器拓扑的特性与优势，结合DSP控制器硬件资源及逆变器具体需求，给出了系统主电路结构及其工作原理、滤波器设计方法及详细参数、IGBT驱动电路、必要的数字信号调理电路、关键模拟量采集电路、控制系统等方面的具体实现方法，并最终在实验中验证了逆变器系统及独立功能电路的可行性。

0 引言

　　逆变器是一种将直流电能转换为交流电能的变换装置。逆变器广泛应用于光伏、风能等新能源发电行业。对于交流电机类负载的驱动，诸如轨道交通变流器、电动汽车驱动器中也有应用。另外，随着电池、超级电容等储能技术的发展，由此构成的微型供电系统对于逆变器的需求越来越大。

　　本文以DSP28032为核心控制器，主要针对三电平逆变器主拓扑结构、LC低通滤波器、IGBT驱动、信号调理系统、控制系统等部分给出设计方案，最终通过实验手段验证设计方案的可行性。

1 逆变器拓扑选型设计

　　传统的两电平逆变器按照电路拓扑结构，可分为半桥式和全桥式。半桥式与全桥式的两电平逆变器在20世纪80年代前占据主导地位。1981年，日本学者首次提出三电平中点箝位PWM逆变器，即“I”型逆变器，并给出其拓扑结构，如图1所示。此后，相关学者对多电平逆变器进行了大量研究，提出了许多新的电路拓扑结构和控制策略，包括另一三电平的典型代表拓扑“T”型三电平拓扑，如图2所示。

　　三电平逆变器相对于两电平逆变器而言，虽然从电路结构上看要复杂些，但三电平拓扑由于其结构的特殊性，成为逆变器中应用最广泛的一种。首先，在同等条件下，两电平逆变器对于开关管的要求，比三电平拓扑对于开关管的电压规格要求高一倍。例如，如果直流侧为单边400 V双边母线800 V，两电平开关管的电压规格要选择1200 V规格的开关管，而“I”型三电平可选择600 V的开关管，“T”型三电平选择两个1200 V，两个600 V的开关管，从开关器件成本上对比，三电平有明显的优势。其次，三电平拓扑随工作状态变化，交流输出点在电路工作时有三个电平，而两电平只有两个电平，由此，交流输出开关次的谐波较低;另外，三电平逆变器输出谐波小，因此，对于交流低通滤波器的要求较小，成本及体积也有较大优势，效率也有相应提升，对于逆变器产品的功率密度提升有实质性意义。因此，研究此类三电平逆变电路具有较高的实用价值。

　　“T”型拓扑与“I”型拓扑在实际应用中，按照逆变器系统的具体功率、开关频率、成本等因素也有一定差异。有关文献表明，“I”型拓扑适用开关频率为16 kHz以上的中小功率场合，“T”型拓扑在16 kHz以下的中大功率产品中有显著的性能与成本优势。本文逆变器系统需求功率为1 kW，功率较小，开关频率按照开关管的特性选取24 kHz，基于上述两种拓扑在应用中的差异性，选取“I”型拓扑作为逆变器系统主电路。

2 “I”型三电平主电路设计

　　2.1 “I”型三电平主电路工作时序

　　“I”型三电平电路直流侧经过直流电容接入，在“I”型的桥臂中点处连接交流输出的低通滤波器，滤波器形式可为LC或LCL。在开关管交替开通、关断时，桥臂中点电压有三种变化形式：+BUS、N及-BUS，这三种电平经过低通滤波器滤波处理后变为工频的电压波形。

　　为了将桥臂中点三种脉动的交流电平变为规则的正弦波，三电平拓扑中开关管的发波需要进行严密的逻辑控制。一般地，在逆变器输出的正半周内，Q1高频开关动作，其占空比呈正弦包络，Q2为工频变化的开关管，在正半周处于常通的状态。同时，在输出正半周内，Q3的开关动作逻辑与Q1呈互补状态，Q4呈关断状态。而在输出负半周，四个开关管的工作状态与正半周对调，即Q4呈高频开关动作，占空比呈正弦包络，Q3负半周中常通，Q2与Q4逻辑互补，Q1呈关断状态。详细逻辑关系如图3所示。

　　2.2 LC低通滤波器设计

　　逆变器的LC低通滤波器的主要功能是有效的将逆变器桥臂中的高频开关次谐波滤除，并且对于交流输出的工频成分不会有衰减，达到以上两个滤波效果的滤波器是较为理想的滤波器。基于香农采样定理，结合逆变器设计经验，低通滤波器的截止频率fc一般需要满足：

(1)

　　其中fo为交流输出频率，一般为工频，fs为逆变器开关频率。

　　为实现逆变器输出标准的工频正弦波电压，尽量减少其中的高次谐波含量，LC低通滤波器的截止频率必须远远小于逆变器桥臂的工作频率，一般要低于1/10的开关频率，即：

(2)

　　同时，LC低通滤波器又要尽可能减少对工频输出造成太大的衰减，因此截止频率又要远远大于工频频率，工程设计一般要大于10倍的工频频率，即：

(3)

　　另外，为减小逆变器交流输出电压总谐波含量THDu，LC滤波器的滤波电容取值应尽量大，但是较大滤波电容会造成系统无功功率的提高。因此，需要选择合适的滤波电容与滤波电感搭配，工程设计中，由滤波电容产生的无功功率一般要小于额定功率的5%。由此，经过计算滤波电容可选取4.7μF。

　　滤波电感的取值一般主要考虑电感电流纹波率。纹波率越大，峰值电流越大，一旦超过IGBT的不可重复峰值电流，就会对IGBT造成威胁。峰值电流过大，也会使电感磁损变大，温升提高。工程设计中，滤波电感纹波电流率一般选取电感额定电流的30%。由此，经过计算可选取电感为1.3 mH。

　　基于LC低通滤波器有关截止频率的设计思路及滤波电容、滤波电感的设计方法，即可得到满足逆变器系统各项性能参数的LC低通滤波器。

3 逆变器控制电路设计

　　逆变器主电路结构的选取，是综合逆变器系统各项性能参数需求，包括系统的交流输出总谐波含量THDu、效率、整机热处理方式及成本等。而决定逆变器系统各项性能指标实现的另一必要条件就是能否根据主电路设计匹配的控制电路，组建完整的控制系统，从而确保系统各项参数一一兑现。为此，本文中逆变器控制系统主要解决在开关管隔离驱动电路、数字信号与模拟信号调理电路等。

　　3.1 IGBT驱动电路

　　IGBT即绝缘栅双极型晶体管是一种性能优良的功率半导体器件，采用IGBT作为“I”型逆变器主电路的开关管，可满足逆变器系统要求。IGBT优良特性的发挥是建立在可靠、稳定驱动控制之上，因此，IGBT的驱动电路是关键所在。

　　有关文献显示，IGBT是一种电流型的开关器件，其结构原理可等效为MOSFET和电力晶体管组合而成。栅极驱动首要解决的是在IGBT开关动作时，能够有足够的功率对栅极电荷Qg做功。IGBT在关断时存在拖尾电流，使IGBT产生较大的损耗，为此，驱动电路设计中引入负向电压快速将其关断，避免电流拖尾发生，负向电压一般在工程设计中选取﹣10 V左右。另外，为保证IGBT在导通时较低的通态压降，根据其导通特性，需要提供较高的驱动电压，但不能超过其限值±20 V，工程设计中一般选取15 V较为适中，如图4所示。除此之外，驱动电路要实现信号电路与功率电路的隔离，需要用光电耦合器实现信号隔离传输，用变压器解决驱动隔离电源。

　　3.2 关键信号调理电路

　　3.2.1 SPWM波电平转换

　　DSP中用于控制开关管的SPWM波由EPWM模块发出，其高电平为3.3 V的信号。而开关管的驱动输入信号为高电平5 V的信号，因此，需要将3.3 V数字控制信号调理为5 V的数字信号。而且在调理的过程中，信号上升沿、下降沿延时要尽可能小。本文中采用TI公司集成的数字信号转换芯片SN74LVC4245实现。

　　SN74LVC4245的引脚DIR是方向控制端，当引脚为低电平时：1)若DIR为低电平，则从B1~B8端输入的数据可以传到A1~A8;2)若DIR为高电平，则从A1~A8端输入的数据可以传到B1~B8。DSP发出的PWM信号为3.3 V，因此，选择第一种，即将DIR置位为0。

　　3.2.2 输出交流电压采集

　　逆变器输出交流电压采样采用较经济的实现方法，如图6所示，利用电阻R1、R2将逆变输出高压信号衰减，送入运算放大器。运放采用差分的方式，可有效抑制共模干扰。对衰减的交流信号在进入DSP的A/D口前，要变为直流信号。为此，用3.3 V基准电压进行偏置处理，变为DSP可识别的反应交流信号的直流量。

　　3.2.3 输出交流电压直流分量采集

　　由于逆变桥臂器件、控制电路等的差异，逆变器输出的交流电压均存在一定的直流偏置电压，如果对该直流偏置电压不做一定的控制，对于负载及逆变器系统本身都会有不良的影响。而且，这种不良的影响会随着直流偏置电压的增大而恶化。因此，需要从逆变器系统角度进行必要的控制处理，确保直流偏置电压在一定范围内(国内对于该直流偏置电压的标准要求为±100 mV)。

　　该直流偏置电压的校正方法一般从控制中做必要的修正来抑制，因此，能够准确获取直流偏置电压是校正的前提。本文为解决该问题，对逆变交流电压通过两级的RC低通滤波处理有效提炼出直流分量，如图6所示。同时，将该直流分量通过两组完全一致的运算放大器进行共模处理，并放大该信号，这样，可较为精准获取直流分量，最终送入DSP的A/D口采集。

　　3.2.4 电感电流采集

　　逆变器电感电流的采集选用闭环电流模式的霍尔传感器，可提高电流采样精度，尽可能减小采样器件的延时，同时，霍尔器件可采集直流电流，对于交流电流的直流分量可精确获得。如图8所示，将霍尔传感器原边与电感串联接入交流回路中，在副边即可获得Is、Is与Ip 的关系为Ip=nIs，其中n为霍尔器件的原副边匝比。副边电流Is流采样电阻Rs将电流信号变为与之匹配的电压信号，再经过运算放大器后送入DSP的A/D口。

4 逆变器控制系统设计

　　逆变器控制系统以DSP28032为核心控制器实现逆变器双闭环控制。整个逆变器系统以交流输出电压反馈为外环，以逆变器滤波电感电流反馈作为内环。其中电流内环响应速度较高，可根据电感电流变化，逐周期实现对逆变器SPWM波的处理。电压外环影响速度较低，不仅实现输出电压有效值的闭环控制，而且根据标准正弦波，实现精准的瞬时控制。同时，在系统控制中引入随直流输入电压变化的前馈控制算法及直流偏置电压修正控制等，实现逆变器相应的性能指标。除此之外，鉴于逆变器实际工况，在控制系统中实现逆变器交流输出过流、短路等功能。

5 实验结果

　　完成逆变器的主电路设计、LC滤波器设计、数字与模拟信号调理电路设计、IGBT驱动电路设计、控制系统设计等工作后，搭建相应功能模块，对逆变器系统在实验中实际测试其结果。

　　从实验结果看，该逆变器系统对于逆变器产品的相关功能、性能需求均能实现并达标，尤其在直流分量抑制、逆变器输出短路等方面表现突出，如图9所示为逆变器输出电压波形。由此可见，本文给出的设计及实现方法可行。

6 结论

　　本文对三电平逆变器进行了深入分析，结合逆变器产品需求，给出系统实现方案。以“I”型三电平逆变器为研究对象，以DSP28032为核心控制器，组建逆变器系统，对系统中涉及的LC低通滤波器、数字信号调理电路、模拟量采集电路、IGBT驱动电路、逆变器控制策略等方面给出了详细的设计及实现方法。最后，通过实验手段验证了该方案有效、可行。

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　　本文来源于《电子产品世界》2018年第6期第50页，欢迎您写论文时引用，并注明出处。